Պարզ ուղղակի փոխակերպման ընդունիչ հասանելի (ժամանակակից) մասերից: Պարզ ուղղակի փոխակերպման ընդունիչ հասանելի (ժամանակակից) մասերից Ուղղակի փոխակերպման ընդունիչ՝ օգտագործելով երեք Պոլյակովյան տրանզիստորներ

Ես կառուցում եմ պարզ ՊՄԳ

Վերջերս ութամյա տղաս որոշեց «զոդման երկաթի գործով զբաղվել» և խնդրեց իր հետ ինչ-որ ընդունիչ սարքել։ Հաշվի առնելով այն հանգամանքը, որ տանը միակ գործիքները չինական թվային մուլտիմետրն է, իմ ընտրությունը ընկավ արդեն լեգենդար PPP V.T. Polyakov-ի վրա: Ես այս ընդունիչն արդեն պատրաստել եմ դեռևս 1980 թվականին, և այն միայն հեռացավ Հաճելի հիշողություններ. Բայց ես այդ տարիներին ոչ փորձ ունեի, ոչ նորմալ գործիքներ, և, բնականաբար, գործիքային չափումներ չեն արվել՝ ստացվեց, լավ։ Եվ հիմա դժվար էր դիմակայել այս դիզայնը կրկնելու և գործիքներով փորձարկելու գայթակղությանը, բայց գլխավորը դրա ձայնը համեմատելն է իմ PPP-ի հետ։միևնույն աշխատասեղանի վրա նույն ալեհավաքի վրա աշխատելիս (10-12 մ լարեր 10-12 մ բարձրության վրա) 40 մ տիրույթում, ամենադժվարը IFR-ի համար միջամտության առումով, քանի որ Հզոր հեռարձակվող ռադիոկայանները հաճախականությամբ շատ մոտ են, և եթե ստացողը լավ աշխատի այս տիրույթում, այն կաշխատի առանց խնդիրների մնացած բոլորի վրա: Ավելին, ինձ հետաքրքրում էր PPP տարբերակը հատուկ գերմանիումի տրանզիստորների վրա (թեև արդեն հնացած, բայց շատ ռադիոսիրողներ անհիշելի ժամանակներից ունեին դրանցից կես դույլ իրենց մահճակալի սեղաններում), քանի որ Հեղինակն արդեն մի քանի անգամ հանդիպել է գործընկերների հայտարարությունների, որ նրանք իբր ավելի մեղմ ձայն են տալիս ընդունողներին կամ պարզապես ULF-ին: Եվ այսպես, առանց ավելորդ շտապելու, երկու երեկոների ընթացքում փոքրիկ տղաս (իմ խիստ ղեկավարությամբ) զոդեց ընդունիչը, ստուգեց ռեժիմները, ևս մի երկու րոպե պահանջեց GPA-ն կարգավորելու համար և, շունչը պահած, միացրեց ալեհավաքը (նկ. 1): )

Ավաղ, երեկո է (դա փետրվարին էր, Մոսկվայի ժամանակով 22-00-ն էր), գործնականում անցում չկա, և ականջակալների ողջ տիրույթում լսվում են միայն խուլ սուլոցներ, աղմուկներ և... չինական հեռարձակող։ Առավոտյան, աշխատանքի գնալուց առաջ, նորից միացրինք ՊՊԾ-ն։ Անցումը լավն էր, սիրողական կայանները հնչում էին բարձր ու երբեմն խուլ, բայց ձայնը ինչ-որ կերպ զնգում էր, սպեկտրի մեջ սեղմված և ականջի համար շատ տհաճ։ Եվ կրկին, գրեթե ողջ տիրույթում, վերը նշված հեռարձակողը լսելի էր, թեև շատ ավելի անաղմուկ։ Տղայի հիասթափությունը սահմաններ չուներ, և ես հրատապ կարիք ունեի ուշադիր վերլուծել այս, ընդհանուր առմամբ, պարզ դիզայնը և փնտրել այն տանը օպտիմալ կարգավորելու ուղիներ, իրականում ունենալով միայն էժան փորձարկիչ և սովորական հեռարձակման ընդունիչ (այստեղ գործ ISHIM- 003) որպես հսկիչ, ինչպես նաև հիմնական պարամետրերի բարելավման հնարավոր ուղիներ:

Դատելով տարբեր ֆորումներում ժամանակ առ ժամանակ հայտնվող հաղորդագրություններից, մեծ թվով սկսնակ ռադիոսիրողականներ բախվում են նմանատիպ խնդիրների: Այս մտքերի արդյունքում հայտնվեց այս հոդվածը, որի հիմնական խնդիրն է մանրամասն պատմել սկսնակ ռադիոսիրողին, թե ինչպես պատրաստել և ճիշտ կարգավորել պարզ PPP տանը:

Այսպիսով, եկեք սկսենք: Հաշվի առնելով այն հանգամանքը, որ չափիչ գործիքների շարքում մենք ունենք միայն չինական թվային մուլտիմետր DT-830B, որպեսզի օպտիմալ կերպով կազմաձևենք սխեման և ճիշտ հասկանանք դրանում տեղի ունեցող գործընթացները, մենք պետք է որոշակի նախնական նախապատրաստություններ կատարենք և փորձենք առավելագույն տեղեկատվություն ստանալ: հիմնական մասերի պարամետրերի մասին (սա, ինչպես կտեսնենք հետագայում, ապագայում մեզ համար շատ օգտակար կլինի շղթայի աշխատանքը վերլուծելիս և դրա աշխատանքը բարելավելու ուղիներ գտնելիս): Եկեք սկսենք ընտրել հիմնական մասերը:

1. Տրանզիստորներ. Ինչպես նշված է նկարագրության մեջ, գրեթե ցանկացած ցածր հաճախականության pnp տրանզիստորներ հարմար են ցածր հաճախականության ուժեղացուցիչի համար: Ցանկալի է, սակայն, որ V3-ը լինի ցածր աղմուկի (P27A, P28, MP39B), և երկու տրանզիստորների ընթացիկ փոխանցման գործակիցը 50-60-ից ցածր չլինի: Մուլտիմետրը միացնելով հիմնական հոսանքի փոխանցման գործակիցը չափելու ռեժիմին: (օգտագործվում են նաև Vst, N21e անվանումները), կատարում ենք չափումներ (նկ. .2) և առկա օրինակներից ընտրում ենք անհրաժեշտները։ Հարկ է նշել, որ այս չափումների արդյունքները պետք է դիտարկվեն որպես ցուցիչ, քանի որ հնարավոր է մեծ սխալ, հատկապես գերմանիումի տրանզիստորների համար: DT-830B մուլտիմետրի (և նման չինականների) համար այս ռեժիմի առանձնահատկությունն այն է, որ չափումն իրականացվում է բազային 10 մԱ ֆիքսված հոսանք մատակարարելու դեպքում: Գերմանիումի տրանզիստորների որոշ օրինակներ կարող են ունենալ համադրելի մեծության կոլեկտորային հակադարձ հոսանք, ինչը հանգեցնում է ընթերցումների համաչափ աճի: Բայց մեր դեպքում դա կրիտիկական չէ։

2. Խառնիչի դիոդները կարող են լինել ցանկացած բարձր հաճախականության սիլիցիում KD503,509, 512, 521,522 սերիաներից, բայց ներմուծված 1N4148 և նմանատիպերը ավելի լավն են: Դրանք մատչելի են և էժան (0,01 դոլար), սակայն հիմնական առավելությունը պարամետրերի զգալիորեն փոքր շրջանակն է՝ համեմատած ներքինի: Ցանկալի է դրանք զուգակցել, թեև ուղղակի դիմադրությամբ, միացնելով DT-830V մուլտիմետրը դիոդի փորձարկման ռեժիմում: Լուսանկարում (նկ. 3) ցույց է տրված ավելի քան հիսուն 1N4148 դիոդների փորձարկման և ընտրության արդյունքը։ Ինչպես տեսնում եք, ուղղակի դիմադրության մեջ դրանց տարածումը չափազանց փոքր է, ինչը, ի դեպ, թույլ է տալիս մեզ ապահով խորհուրդ տալ դրանք բազմադիոդային խառնիչներ կառուցելու համար: Համեմատության համար նշեմ, որ քիչ թե շատ նման արժեքներով կենցաղային KD522 զույգ ընտրելու համար ես պետք է անցնեի լավ 2 տասնյակ դիոդներով:

3. KPI-ն կարող է լինել ամեն ինչ, բայց այն պետք է լինի օդային դիէլեկտրիկով, հակառակ դեպքում դժվար կլինի ստանալ GPA-ի ընդունելի կայունություն: Հին արդյունաբերական ընդունիչների VHF բլոկների KPI-ները (նկ. 4), որոնք դեռ հաճախ են հանդիպում մեր ռադիոշուկաներում, շատ հարմար են: Նրանք ունեն ներկառուցված 1:3 վերներ, ինչը շատ ավելի հեշտ է դարձնում SSB կայան թյունինգը: Երկու հատվածները զուգահեռաբար միացնելով, մենք ստանում ենք մոտավորապես 8-34pF հզորություն:

Կոնկրետ լինելու համար մենք կենթադրենք, որ ունենք նման KPI: Եթե ​​ձեր KPI-ի առավելագույն հզորությունը տարբեր է, այն կարելի է հեշտությամբ հասցնել պահանջվող արժեքին՝ միացնելով 39-51pF ձգվող կոնդենսատորը հաջորդաբար:

Ձգվող կոնդենսատորի հաշվարկը բավականին պարզ է. Սերիական միացված կոնդենսատորների ընդհանուր կամ համարժեք հզորությունը Seq = (Skpe*Srast)/(Skpe+Srast):

Այստեղից փորձնական արժեքների մի քանի փոխարինման միջոցով կարող եք ստանալ ցանկալի արժեքը: Այսպիսով, KPI-ի առավելագույն հզորությամբ, օրինակ, Spidola = 360pF-ից, եկեք ստանանք KPI-ի համարժեք հզորությունը (նախորդ օրինակից = 34pF): Փորձարկման արժեքները փոխարինելով մենք գտնում ենք 39pF:

4. Էլեկտրամագնիսական ականջակալներ, միշտ բարձր դիմադրողականությամբ (մոտավորապես 0,5 H ինդուկտիվությամբ և 1500...2200 Օմ ուղիղ հոսանքի դիմադրությամբ էլեկտրամագնիսական պարույրներով), օրինակ՝ TON-1, TON-2, TON-2m տեսակներ, ՏԱ-4, ՏԱ- 56մ. Շարքով միացնելիս, այսինքն՝ մեկի «+»-ը միացված է մյուսի «-»-ին, ուղիղ հոսանքի համար ունեն ընդհանուր դիմադրություն 3,2-4,4 կՕմ, փոփոխական հոսանքի համար՝ մոտ 10-12 կՕմ հաճախականությամբ։ 1 կՀց հաճախականությամբ: Քանի որ դրանք ներառված են RA3AAE-ի սկզբնական ՊՄԳ սխեմայում, իմաստ ունի թողնել դրանք այդպես: Իմ տարբերակում TON-2 հեռախոսները զուգահեռաբար միացված են, ինչը ժամանակին հնարավորություն է տվել ավելի մեծ ծավալ ստանալ Radio-76-ի հետ աշխատելիս, քանի որ դիմադրությունը 4 անգամ պակաս է (երկուսն էլ ուղիղ հոսանքի 800-1,1 կՕհմ, և փոփոխական հոսանք - մոտավորապես 3,5-4 կՕմ), ինչը, համապատասխանաբար, ապահովեց ելքային հզորության 4 անգամ ավելացում: Ես այն այլևս չփոխեցի հաջորդական միացման. դա կարևոր չէ, բայց ինչպես ցույց է տվել փորձը, արդյունքում ստացված ծավալը դեռ չափազանց մեծ է, և այս PPP-ի համար ավելի լավ է օգտագործել հեռախոսների հաջորդական միացում:

5. Ցածրանցիկ ֆիլտրի ինդուկտոր: Ինչպես նշված է հոդվածում, L3 ցածր անցումային ֆիլտրի կծիկը 100 mH ինդուկտիվությամբ փաթաթված է K18X8X5 մագնիսական միջուկի վրա, որը պատրաստված է 2000NN ֆերիտից և պարունակում է PELSHO 0.1-0.15 մետաղալարերի 250 պտույտ: Նույն ֆերիտից կարող եք օգտագործել K10Х7Х5 մագնիսական միջուկ՝ պտույտների քանակը հասցնելով 300-ի, կամ K18Х8Х5 1500NM կամ 3000NM ֆերիտից (այս դեպքում ոլորուն պետք է կազմված լինի համապատասխանաբար 290 և 200 պտույտից): Կարող եք նաև օգտագործել համապատասխան պատրաստի մեկը, օրինակ, օգտագործելով ելքային տրանսֆորմատորի առաջնային ոլորուն կեսը փոքր տրանզիստորային ընդունիչներից կամ ձայներիզների ունիվերսալ մագնիսական գլխիկների ոլորուններից մեկը: Ես օգտագործեցի պատրաստի 105 մմ կծիկ ապամոնտաժված արդյունաբերական ցածր անցումային ֆիլտրից D3.4: IN որպես վերջին միջոցՖիլտրի կծիկը կարող է փոխարինվել 1-1,3 կՕմ դիմադրությամբ ռեզիստորով: Բայց դեռ ավելի լավ է խուսափել դրանից, քանի որ ստացողի ընտրողականությունն ու զգայունությունն արդեն շատ բարձր չեն, և այս դեպքում դրանք նկատելիորեն կվատթարանան:

6. HF դեպի ինդուկտորներ (PDF և GPA): Հատուկ ուշադրություն պետք է դարձնել այս ինդուկտորներին, քանի որ դրանց որակից շատ բան է կախված՝ ընդունիչի զգայունությունը, տեղական տատանվող հաճախականության կայունությունը, ընտրողականությունը: Եվ ինչպես ցույց է տալիս ֆորումներում շփվելու փորձը, հենց դրանց արտադրությունն է ամենամեծ դժվարություններն առաջացնում սկսնակ ռադիոսիրողների համար, քանի որ. Քիչ հավանական է, որ դուք կարողանաք ձեռք բերել (գնել) նույն շրջանակները, ինչ հեղինակինը, կամ կցանկանաք վերակառուցել ընդունիչը այլ տիրույթում: Այս հարցում մեծապես կօգնի ինդուկտիվ չափիչ ունենալը, թեկուզ պարզ կցորդը.

բայց մենք, ինչպես նախկինում պայմանավորվել էինք, ոչինչ չունենք, բացի մուլտիմետրից և կենցաղային ռադիոհեռարձակման ընդունիչից HF տիրույթով - մեկ կամ մի քանի ընդլայնված - ոչ կարևոր, ինձ համար դա Իշիմ-003 է: Ինչպե՞ս, այս դեպքում, ճիշտ ընտրել (հաշվարկել) և պատրաստել պարույրներ:

Նախ հիշեցնեմ, որ շղթայի ռեզոնանսային հաճախականությունը որոշվում է հայտնի Թոմսոնի բանաձևով.

Որտեղ F-ը հաճախականությունն է ՄՀց-ում, L - ինդուկտիվություն μH-ով, C - հզորություն pF-ում

Յուրաքանչյուր ռեզոնանսային հաճախականության համար L*C արտադրյալը հաստատուն արժեք է, իմանալով, որ դժվար չէ հաշվարկել L-ն հայտնի C-ով և հակառակը։ Այսպիսով, սիրողական տիրույթների կեսի համար L * C (μH * pF) արտադրյալը հավասար է 28 ՄՀց - 32,3, 21 ՄՀց-ի համար՝ 57,4, 14 ՄՀց-ի համար՝ 129,2, 7 ՄՀց-ի համար՝ 517, 3,5 ՄՀց-ի համար՝ 2068 թ. 1,8 ՄՀց – 7400: L-ի և C-ի հատուկ արժեքների ընտրությունը բավականին կամայական է որոշակի սահմաններում, բայց սիրողական պրակտիկայում կա լավ, ժամանակի փորձարկված կանոն՝ 28 ՄՀց միջակայքի համար վերցրեք ինդուկտիվություն: մոտ 1 μH և հզորությունը, համապատասխանաբար, մոտ 30 pF: Քանի որ հաճախականությունը նվազում է, մենք ավելանում ենք կոնդենսատորի հզորության և կծիկի ինդուկտիվության ուղիղ համեմատությամբ: Այսպիսով, 7 ՄՀց հաճախականության համար (մուտքային միացում) առաջարկվող արժեքներն են 120 pF և 4.3 μH, իսկ 3.5 ՄՀց (GPA շղթա) 240 և 8.6 μH:

Բայց գործնականում, հաճախ, հատկապես քննարկվող սխեմայի համար, արժեքների մեծ տատանումները թույլատրելի են՝ մի քանի անգամ, առանց աշխատանքի որակի վրա նկատելի ազդեցության: Եվ հաճախ որոշիչ չափանիշ են դառնում բավականին պրոզաիկ բաները.

1. Պահանջվող արժեքներին մոտ ինդուկտիվությամբ պատրաստի պարույրների առկայություն։ Որպես կանոն, ռադիոսիրողական «մահճակալի սեղանը» պարունակում է մի քանի հին, կոտրված ընդունիչներ, որոնք ծառայում են որպես «դոնորներ» և նոր դիզայնի մասերի մատակարարներ, ներառյալ. և պարույրներ, որոնցից շատերը կարող են հարմար լինել պատրաստի, առանց փոփոխությունների, մեր ընդունիչի համար: Քանի որ մենք չունենք ինդուկտիվությունը չափելու հնարավորություն, մենք կարող ենք փնտրել տեղեկատու տվյալներ՝ ամենայն հավանականությամբ կենցաղային սարքավորումների վերաբերյալ տեղեկատու գրքերում, որոնք նախկինում հրապարակվել են զանգվածային քանակությամբ: Այժմ ինտերնետում կան շատ արդյունավետ որոնման համակարգեր, ուստի խնդիր չէ էլեկտրոնային ձևով նման տեղեկատու գրքեր գտնելը։

Պատրաստի պարույրներ ընտրելիս հիմնական պահանջը պտույտի 1/3...1/4-ից (չկրիտիկական) ծորակի (կամ միացման կծիկի) առկայությունն է։ Այսպիսով, հին «Սոնատը» ծառայեց որպես «դոնոր» իմ ՊՄԳ-ի համար: GPA-ում ես տեղադրել եմ KV-2 լոկալ օսլիլատորի սխեման 3,6 μH ինդուկտիվությամբ (26,5 պտույտ հանգույցի կծիկով և 8 պտույտով միացման կծիկով), իսկ մուտքային շղթայում տեղադրել եմ ավելի հարմարի բացակայության դեպքում: , KV-4 կծիկ 1,2 μH ինդուկտիվությամբ (15 պտույտ 3,5-ից հպումով) - ինչպես տեսնում եք, վերջինս շատ հեռու է օպտիմալից, և այնուամենայնիվ այս լուծումը բավականին գործունակ է և, ինչպես կտեսնենք ավելի ուշ, ապահովում է խառնիչի պոտենցիալ հնարավորությունների գրեթե ամբողջական իրացումը.

2. Մեկ այլ չափանիշ է շղթայի հզորության ընտրությունը՝ գոյություն ունեցող KPI-ով անհրաժեշտ թյունինգի տիրույթն ապահովելու համար: Հաշվարկը բավականին պարզ է. տիրույթի հարաբերական լայնությունը, օրինակ 7 ՄՀց, եզրերին փոքր լուսանցքով = (7120-6980)/7050 = 0.02 կամ 2%: Դա անելու համար միացման հզորությունը պետք է կարգավորվի կրկնապատկելու համար, այսինքն. 4% (240pF արժեքից), որը կազմում է ընդամենը 9,6pF, ինչը այնքան էլ հարմար չէ գործնական իրականացման մեջ, քանի որ նույնիսկ ցածր հզորության VHF KPI-ի համար և մեկ ակտիվ հատվածով, անհրաժեշտ է միացնել ձգվող կոնդենսատորը, իսկ ի՞նչ կասեք 270-360pF առավելագույն հզորությամբ ստանդարտ KPI-ների միացման մասին: Հետևաբար, մենք գնում ենք հակառակից՝ վերակազմավորելով հզորությունը 34pF-8pF = 26 pF, սա 4% է, հետևաբար շղթայի ընդհանուր հզորությունը 650pF է: Այս դեպքում ինդուկտիվությունը 3,2 μH է: Եկեք տեղադրենք մեր ունեցած կծիկը, որն ունի 3,6 μH անվանական ինդուկտիվություն (միջուկի միջին դիրքում)՝ հաշվելով այս միջուկը շարժելով ինդուկտիվությունը կարգավորելու հնարավորության վրա։

Բայց ի՞նչ պետք է անի ռադիոսիրողը, եթե չունի պատրաստի կծիկների «ռազմավարական» պաշարներ։ Ընտրություն չկա՝ դուք պետք է դրանք պատրաստեք ինքներդ՝ օգտագործելով հասանելի շրջանակները: Զինվում ենք տրամաչափով և չափում տրամագիծը, եթե կան հատվածներ՝ ներքին տրամագիծը, մեկ հատվածի լայնությունը և միանգամից, այտերի տրամագիծը, ապա շրջանակի արտաքին զննում ենք կատարում՝ հարթ կամ կողոսկր։ (HF ընդունիչի կծիկներ, 100NN միջուկ կամ IF կծիկներ հեռուստացույցներից) - լավ է բոլոր HF տիրույթների համար, հատվածավորված (հետերոդին MF, LW կամ IF, 600NN միջուկ) - լավագույն արդյունք ցածր հաճախականության տիրույթներում (160 և 80 մ): Կծիկի պտույտների քանակի հաշվարկը բավականին պարզ է.

Հաշվի առնելով այն փաստը, որ թյունինգի միջուկը (միջին դիրքում) մեծացնում է ինդուկտիվությունը մոտավորապես 1,3-1,5 անգամ (եթե ֆերիտ է) կամ 1,2-1,3 անգամ (կարբոնիլային միջուկը 10 մմ երկարությամբ՝ հին հեռուստացույցների IF կծիկներից), հաշվարկը. կծիկի պտույտներն իրականացվում են համապատասխան քանակով պահանջվող ինդուկտիվությունը նվազեցնելու համար: Հաշվարկի բանաձևերը տրված են բոլոր ռադիոսիրողական տեղեկատու գրքերում, բայց հաճախ ավելի հարմար է օգտագործել հատուկ հաշվարկային ծրագրեր, օրինակ, MIX10, Kontur32-ը հարմար են միաշերտ կծիկ հաշվարկելու համար, և բոլոր տեսակների համար, ներառյալ: բազմաշերտ - RTE.

Ի դեպ, այս նույն ծրագրերը կարող են օգտագործվել անհայտ ծագման պատրաստի կծիկի ինդուկտիվությունը մոտավորապես որոշելու համար։ Ընթացակարգը նույնն է. մենք չափում ենք կծիկի երկրաչափությունը (տրամագիծը, ոլորման երկարությունը), տեսողականորեն հաշվում ենք պտույտների քանակը և այս տվյալները փոխարինում ծրագրի մեջ: Մի մոռացեք բազմապատկել հաշվարկի արդյունքը գոյություն ունեցող միջուկի համար ինդուկտիվության բարձրացման գործակցով:

Իհարկե, ինդուկտիվության հաշվարկված որոշման սխալը կարող է բավականին մեծ լինել (մինչև 30-40%), բայց թույլ մի տվեք, որ դա ձեզ վախեցնի. այս փուլում մեզ համար կարևոր է իմանալ ինդուկտիվության կարգը: Մնացած ամեն ինչ, անհրաժեշտության դեպքում, կարող է հեշտությամբ կարգավորվել ՊՄԳ-ի ստեղծման գործընթացում:

Մի քանի խոսք պետք է ասել GPA-ի մասին. Այս ՊՄԳ-ն օգտագործում է տրանզիստորով T1 (նկ. 5.) կոնդենսիվ երեք կետանոց միացում, որը միացված է ըստ OB-ի շղթայի: Շղթա R 1 C 5-ը կատարում է ամպլիտուդային կայունացման գործառույթները (գրիդլիք), բայց դրանից բացի, ամպլիտուդի կայունացման նույն ֆունկցիան (և շատ արդյունավետ) կատարում է բեռնախառնիչը VPD-ի վրա (նույն երկկողմանի դիոդային սահմանափակիչը): Արդյունքում, հակադարձ PIC C8/C7-ի հզորության հարաբերակցությունը 5-10-ի սահմաններում և բավականաչափ բարձր հաճախականության տրանզիստոր ընտրելիս ( F հատիկ>10 F ստրուկ, մեր դեպքում այս պայմանը բավարարված է, KT312-ի համարՖ gran> 120 ՄՀց, KT315-ի համարՖ հատիկ> 250 ՄՀց), GPA-ն ապահովում է կայուն արտադրություն և կայուն ամպլիտուդ, երբ փոխվում է շղթայի բնորոշ դիմադրությունը, այսինքն. գործակիցները L/C շատ լայն տիրույթում, ինչը, փաստորեն, մեզ հնարավորություն է տալիս մեծ ազատություն ունենալ ինդուկտիվության կամ հզորության արժեքների ընտրության հարցում:

Ssum= Spar+Skpe+Sekv7,8. Մեր դեպքում հաշվարկը տալիս է C7=750, C8=4700pF։

Եվս մեկ անգամ շեշտեմ, որ օդային դիէլեկտրիկով CPE-ի օգտագործումը գրեթե ավտոմատ կերպով մեզ կապահովի GPA-ի շատ բարձր կայունություն՝ առանց ջերմային կայունացման հատուկ միջոցներ ձեռնարկելու։ Այսպիսով, իմ 7 ՄՀց PPP մոդելը, որը սնուցվում է Krona-ով, թույլ է տալիս SSB կայանը աշխատել առնվազն կես ժամ՝ առանց թղթակցի ձայնի տեմբրի նկատելի փոփոխության, այսինքն՝ բացարձակ անկայունությունը 50-100 Հց-ից ավելի վատ չէ:

Հաշվի առնելով այն հանգամանքը, որ մեր ընտրած տիրույթը բավականին նեղ շերտային է, կարիք չկա մուտքային շղթայի համաժամանակյա վերակառուցման GPA-ի հետ, ուստի մենք մի փոքր պարզեցնում ենք շղթան (տե՛ս նկ. 5): Եվ սրանով նախնական նախապատրաստումն ավարտված է, կարող եք սկսել տեղադրումը:

Նախատիպի պատրաստման համար հարմար է օգտագործել հատուկ այդ նպատակով պատրաստված տախտակ, այսպես կոչված, «ձուկ», որը միակողմանի փայլաթիթեղի ապակեպլաստե կամ գետինաքսի կտոր է, որի պղնձե փայլաթիթեղը կտրիչով հավասարաչափ կտրված է փոքր: քառակուսիներ (ուղղանկյուններ) 5-7 մմ կողային չափերով: Այնուհետև մաքրում ենք, մինչև փայլի նուրբ հղկաթուղթով, ծածկում ենք հեղուկ ռոսինի փոքր շերտով (ալկոհոլային լուծույթ) և «ձուկը» պատրաստ է։ Խելամիտ է մի փոքր ջանք ծախսել դրա արտադրության վրա, եթե շարունակեք զբաղվել ռադիոյի նախագծմամբ, այն ձեզ անհրաժեշտ կլինի ավելի քան մեկ անգամ: Այսպիսով, լուսանկարում (նկ. 1) ցուցադրված հացատախտակը պատրաստվել է իմ կողմից դեռևս ուսանողական տարիներին և լավ սպասարկվել է ավելի քան քառորդ դար՝ թույլ տալով ինձ արագ և նվազագույն աշխատուժով ծախսել բավականին մեծ սխեմաներ և կառույցները։ Տեղադրման ժամանակ մենք փորձում ենք մասերը դասավորել այնպես, ինչպես գծապատկերում, միաժամանակ ապահովելով առավելագույն հնարավոր հեռավորությունը PDF-ի և GPA կծիկների միջև: Ես մի փոքր ապահով խաղացի և այս սխեմաների լրացուցիչ անջատման համար կծիկները տեղադրեցի հացատախտակի վրա տարբեր հարթություններում (մուտքագրում հորիզոնական, իսկ VFO ուղղահայաց), բայց եթե պարույրների միջև հեռավորությունը 30-40 մմ-ից ավելի է կամ դրանք պաշտպանված են: , սա առանձնապես անհրաժեշտ չէ։

ՊՄԳ-ի ստեղծում . Մասերը տեղադրելուց հետո մենք ուշադիր ստուգում ենք այն սխալների համար և միացնում ենք հոսանքը՝ մարտկոցը կամ կուտակիչը:Հեռախոսներում պետք է լսվի փոքր, հազիվ նկատելի և միատեսակ աղմուկ ամբողջ սպեկտրում, եթե դրա հետ խառնվում է խռպոտ, ցածր հաճախականության երանգը. միջամտություն մեր մոդելի մոտ և, գոնե տեղադրման ժամանակ, տեղափոխեք այն: Այսպիսով, երբ ես առաջին անգամ միացրեցի այն, ես ունեի նկատելի ֆոն, որի աղբյուրը պարզվեց, որ մոտակայքում գտնվող զոդման երկաթի իջնող տրանսֆորմատորն էր, այն սեղանից հատակ տեղափոխելուց հետո միջամտությունն անտեսանելի դարձավ: Ապագայում, երբ ՊՄԳ-ն ավարտված կառույց նախագծելիս, խորհուրդ է տրվում տեղադրել այն պաշտպանված (մետաղական) պատյանում, և նման խնդիրները հետին պլան կմտնեն: Մենք ստուգում ենք ULF-ի ընդհանուր աշխատանքը՝ մատով դիպչելով ցածր անցումային ֆիլտրի կծիկի տերմինալներից որևէ մեկին:Լ 3. Հեռախոսներում պետք է բարձր «մռնչալ» ձայն լսվի։ Մենք ստուգում ենք DC հոսանքի ռեժիմները - T3 էմիտերի մոտ (նկ. 6) պետք է լինի մոտ 0,9-1,3 Վ լարում, որն ապահովում է T2 ռեժիմը, որն օպտիմալ է աղմուկի համար: Եթե ​​լարումը դուրս է գալիս այս սահմաններից, մենք հասնում ենք պահանջվող ընտրությանըՌ 2 հաշվի առնելով, որ նրա դիմադրության բարձրացումը առաջացնում է լարման բարձրացում և հակառակը։ Ռեզիստորի արժեքըՌ 5-ը սահմանում է ելքային փուլի հոսանքը, այս դեպքում մոտավորապես 2 մԱ, ինչը օպտիմալ է հեռախոսները զուգահեռ միացնելիս, եթե սերիական միացում ունեք, ապա ավելի լավ է այս ռեզիստորը բարձրացնել մինչև 1-1,5 կՕմ, միևնույն ժամանակ սա փոքր-ինչ կբարձրացնի ՊՄԳ-ի արդյունավետությունը։

Հաջորդը մենք ստուգում ենք GPA-ն: Պետք է նշել, որ տրանզիստորի T1 թողարկիչում լարումը պարտադիր չէ, որ հավասար լինի 6-8 Վ-ի (ինչպես նշված է սկզբնական աղբյուրում), և միգուցե նորմալ գործող շղթայում այն ​​տատանվում է 2-ից մինչև նույն 6-8 Վ, օրինակ իմ դասավորության մեջ այն մոտավորապես 2,4 Վ է: Այս արժեքը, ընդհանուր դեպքում, կախված է բազմաթիվ գործոններից՝ խառնիչի դիոդների տեսակից, տրանզիստորի KOS-ից, PIC-ի խորությունից, շղթայի որակի գործակիցից, շղթայում խառնիչի ընդգրկման գործակիցից, այսինքն. կապի կծիկի պտույտների քանակը կամ կծիկի ծորակի գտնվելու վայրը, բազայի և արտանետման սխեմաներում դիմադրիչների արժեքները և այլն, և այլն:

Այլ աղբյուրներում, սիլիկոնային դիոդներով VPD-ի վրա նմանատիպ խառնիչների տեղադրումը նկարագրելիս, խորհուրդ է տրվում խառնիչին մատակարարել մոտավորապես 0,7...1V ամպլիտուդով լարում, լավ է, որ նրանք ստուգելու բան ունեն՝ ՌԴ: վոլտմետր կամ օսցիլոսկոպ: Բայց, ըստ էության, այս ամենը պարամետրի ԱՆՈՒՂԻՂ վերահսկման մեթոդներ են, թեև շատ առումներով ճիշտ են, բայց հաճախ ՕՊՏԻՄԱԼից հեռու, քանի որ դիոդների բացման լարումը զգալիորեն տարբերվում է ոչ միայն տարբեր տեսակներ(օրինակ, KD503-ն ունի ամենաբարձրներից մեկը, KD521-ը՝ ավելի քիչ, KD522-ը՝ նույնիսկ ավելի քիչ), բայց նաև նույն տեսակի մեջ: Խառնիչի ռեժիմի ճշգրիտ և օպտիմալ կարգավորումը, ընդհանուր դեպքում, կտրամադրվի ՄԻԱՅՆ DD-ի և զգայունության անմիջական գործիքային հսկողության միջոցով:

Իհարկե, այս ամենը տեսական վերլուծության տեսակետից կարող է շատ հետաքրքիր լինել, բայց, բարեբախտաբար, այս ամենով մեզ անհանգստացնել պետք չէ, քանի որ. VPD-ի խառնուրդի համար կա GPA-ի պահանջվող լարումը DIRECT CONTROL-ով կարգավորելու ավելի պարզ և բավականին ճշգրիտ միջոց, բառացիորեն օգտագործելով ձեռքի տակ գտնվող դիոդի գործող MODE-ը, ինչը թույլ է տալիս հեշտությամբ և տեսանելիորեն ապահովել դրա աշխատանքը ՄՈՏ օպտիմալին:

Դա անելու համար դիոդներից մեկի ձախ (տես նկ. 6) ելքը միացրե՛ք օժանդակին։Ռ.Կ. շղթա. Արդյունքն այն է, որ դասական GPA լարման ուղղիչը կրկնապատկվում է և խառնիչի իրականին մոտավորապես համարժեք բեռ: Այս տեսակի «ներկառուցված ՌԴ վոլտմետրը» մեզ հնարավորություն է տալիս իրականում ուղղակիորեն չափել հատուկ դիոդների աշխատանքային ռեժիմները կոնկրետ GPA-ից անմիջապես աշխատանքային միացումում: Կառավարման համար միացված է դիմադրության 0-ինՌ 1 մուլտիմետր DC լարման չափման ռեժիմում, ընտրելով դիմադրությունՌ 3 մենք հասնում ենք 0,35-0,45 Վ լարման - սա կլինի օպտիմալ լարումը 1 դիոդների համարՆ 4148, KD522,521. Եթե ​​օգտագործվում է KD503, ապա օպտիմալ լարումը ավելի բարձր է՝ 0.4-0.5V: Ահա ամբողջ կարգավորումը: Դիոդի կապարը նորից կպցրեք տեղում և հեռացրեք օժանդակ շղթան:

Հաջորդը, մենք անցնում ենք GPA-ի գործառնական հաճախականությունների որոշմանը և դրանք կապելու պահանջվող տիրույթին: Այստեղ մեզ անհրաժեշտ է հսկիչ ընդունիչ, որը կարող է օգտագործվել, ինչպես նշվեց վերևում, ցանկացած սպասարկվող ընդունիչ (հաղորդակցություն կամ հեռարձակում), որն ունի առնվազն մեկ լայն կամ մի քանի ընդլայնված HF տիրույթ՝ ոչ կրիտիկական: Ստորև բերված աղյուսակը ցույց է տալիս հեռարձակման և սիրողական նվագախմբերի գործառնական հաճախականությունները՝ հղում կատարելու համար: Ինչպես տեսնում եք, սիրողական տիրույթներին ամենամոտը 41 մ հեռարձակման գոտին է, որը իրական ընդունիչներում սովորաբար ծածկում է 7100 կՀց-ից ցածր հաճախականություններ, առնվազն մինչև 7000 կՀց:

Աղյուսակ 1

Հիմնական անջատման հաճախականություններ KB տիրույթներ

Շրջանակներ
կրճատ անունները, մ	Հաճախականության սահմաններ, ՄՀց	Թողունակություն, ՄՀց:	f cp, MHz	Տարածքի հարաբերական լայնությունը, %
	Կ.Բ. հեռարձակման տիրույթներ
49	5,950 - 6,200	0,250	6,075	4,1
41	7,100 - 7,300	0,200	7,200	2,7
31 25 19	9,500 - 9,775 11,700 - 11,975 15,100 - 15,450	0,275 0,275 0,350	9,637 11,837 15,275	2,8 2,3 2,9
16	17,700 - 17,900	0,200	17,800	1.1
13	21,450 - 21,750	0,300	21,600	1,3
11	25,600 - 26,100	0,500	25,850	1,9
Կ.Բ. սիրողական ռադիո նվագախմբեր
160	1,8 0 0 - 2 , 00 0	0, 2 00	1,900	10,5
80	3,500 - 3, 80 0	0, 30 0	3, 650	8,2
40	7,000 - 7, 2 00	0, 2 00	7, 10 0	2,8
20	14,000 - 14,350	0,350	14,175	2,4
14	21,000 - 21,450	0,450	21,225	2,2
10	28,000 - 29,700	1,700	28,850	5,8

Եվ սա բավականին հարմար է մեզ համար, քանի որ GPA-ն կարող է տրամաչափվել ոչ միայն հիմնական հաճախականությունը վերցնելով, այլև մոտակա ներդաշնակությունները (2.3 և նույնիսկ ավելի բարձր): Այսպիսով, մեր դեպքում (GPA = 3500-3550 կՀց), մենք կորոշենք GPA-ի գործառնական հաճախականությունները 2-րդ ներդաշնակությամբ, որը գտնվում է համապատասխանաբար 7000-7100 կՀց միջակայքում: Իհարկե, չափաբերելու ամենահեշտ ձևը միացված ընդունիչի (հատկապես թվային մասշտաբով) կամ փոխակերպված (ներկառուցված խառնիչ տեսակի դետեկտորով) AM ռադիոհաղորդումն է, ինչպես իմ Ishim-003-ը: Եթե ​​դուք չունեք մեկը, այլ պարզապես սովորական AM ընդունիչ, կարող եք, իհարկե, փորձել ականջով լսել հզոր կրիչի առկայությունը, ինչպես խորհուրդ է տրվում որոշ նկարագրություններում:, բայց, անկեղծ ասած, այս գործունեությունը թույլ սրտի համար չէ, դա դժվար է անել նույնիսկ VFO-ի հիմնարար հաճախականությունը որոնելիս, էլ չեմ խոսում ներդաշնակության մասին:Հետևաբար, եկեք չտուժենք, եթե կառավարիչ ընդունիչը սիրում է AM, եկեք նրան AM տանք: Դա անելու համար (տես Նկար 6), մենք միացնում ենք ULF-ի ելքը մուտքին, օգտագործելով 10-22nF հզորությամբ օժանդակ կոնդենսատոր 0C2 (ոչ կրիտիկական), դրանով իսկ մեր ULF-ը վերածելով ցածր հաճախականության գեներատորի և խառնիչի: այժմ կկատարի (և բավականին արդյունավետ!) AM մոդուլատորի գործառույթները նույն հաճախականությամբ, որը մենք լսում ենք հեռախոսներում: Այժմ GPA-ի գեներացման հաճախականության որոնումը մեծապես կհեշտացվի ոչ միայն GPA-ի հիմնարար հաճախականության, այլ նաև դրա ներդաշնակության վրա: Ես սա փորձնականորեն ստուգեցի՝ սկզբում փնտրելով հիմնական հաճախականությունը (3,5 ՄՀց) և դրա երկրորդ ներդաշնակությունը (7 ՄՀց) համահունչ ընդունիչի ռեժիմում, այնուհետև AM ռեժիմում: Ազդանշանի ծավալը և որոնման հեշտությունը գրեթե նույնն են, միակ տարբերությունը AM ռեժիմում է, լայն մոդուլյացիայի գոտու և IF թողունակության շնորհիվ, հաճախականության որոշման ճշգրտությունը մի փոքր ավելի ցածր է (2-3%), բայց դա այնքան էլ չէ: քննադատական, քանի որ եթե թվային սանդղակ չկա, հաճախականության չափման ընդհանուր սխալը կորոշվի հսկիչ ընդունիչի մեխանիկական սանդղակի ճշգրտությամբ, սակայն այստեղ սխալը զգալիորեն ավելի մեծ է (մինչև 5-10%), ինչի պատճառով էլ GPA-ն հաշվարկելիս: , մենք տրամադրում ենք GPA-ի թյունինգի տիրույթ որոշակի մարժայով:

Չափման մեթոդն ինքնին պարզ է. Փոքր կտոր մետաղալարերի մի ծայրը, օրինակ՝ մուլտիմետրից զոնդերից մեկը, միացնում ենք հսկիչ ընդունիչի արտաքին ալեհավաքի վարդակից, իսկ մյուս ծայրը պարզապես տեղադրում ենք կարգավորված VFO-ի կծիկի կողքին։ Տեղադրելով GPA KPI կոճակը առավելագույն հզորության դիրքում, մենք փնտրում ենք բարձր տոնային ազդանշան ստացողի թյունինգի գլխիկով և որոշում ենք հաճախականությունը՝ օգտագործելով ստացողի սանդղակը: եթե ընդունիչի սանդղակը տրամաչափված է ռադիոալիքների հաշվիչներով, ապա ՄՀց հաճախականության վերածելու համար մենք օգտագործում ենք ամենապարզ բանաձևը. F = 300 / լ (ալիքի երկարությունը մետրերով):

Այսպիսով, երբ ես առաջին անգամ միացրեցի այն, ստացա ավելի ցածր GPA-ի գեներացման հաճախականություն 3120-3400 կՀց միջակայքում (կախված թյունինգի միջուկի դիրքից), ինչը ցույց է տալիս, որ ցանկալի է նախնական հաճախականությունը բարձրացնել 10-12-ով: տոկոսով, և, համապատասխանաբար, դրա համար անհրաժեշտ է նվազեցնել շղթայի հզորությունը 20-24% -ով: Դա անելու ամենահեշտ ձևն է ընտրել C8-ը, որը հավասար է 620pF: Այս փոխարինումից հետո, կառուցելով կծիկի միջուկը, մենք հեշտությամբ կարող ենք GPA թյունինգի տիրույթը տեղափոխել անհրաժեշտ տիրույթ (3490-3565 կՀց), որը համապատասխանում է 6980-7130 կՀց հաճախականությունների ընդունմանը: Այնուհետև մենք միացնում ենք ալեհավաքը, KPI կոճակը դնում ենք միջին դիրքում, այսինքն՝ գործառնական տիրույթի մեջտեղում և տեղափոխում կծիկի միջուկը։Լ 1 մենք կարգավորում ենք մուտքային սխեման աղմուկը և հեռարձակման ազդանշանները առավելագույնի հասցնելու համար: Եթե ​​առավելագույնին հասնելուց հետո միջուկը պտտելիս նկատվում է աղմուկի նվազում, դա ցույց է տալիս, որ մուտքային սխեման ճիշտ կազմաձևված է, մենք միջուկը վերադարձնում ենք առավելագույն դիրքի և կարող ենք սկսել սիրողական որոնումը: SSB կայաններ և թեստային լսումներ՝ ՊՄԳ-ի աշխատանքի որակը գնահատելու համար: Եթե ​​միջուկը պտտելով (երկու ուղղություններով) հնարավոր չէ ամրագրել հստակ առավելագույնը, այսինքն՝ ազդանշանը շարունակում է աճել, ապա մեր միացումը սխալ կազմաձևված է, և անհրաժեշտ կլինի ընտրել կոնդենսատոր: Այսպիսով, եթե ազդանշանը շարունակում է աճել, երբ միջուկը լիովին պտտվում է, ապա C2 շղթայի թողունակությունը, որպես կանոն, պետք է կրճատվի (եթե կծիկի նախնական հաշվարկն ավարտված է առանց սխալների), բավական է սահմանել հաջորդ ամենամոտ արժեքը: - իմ տարբերակում դա 390pF է: Եվ կրկին մենք ստուգում ենք մուտքային սխեման ռեզոնանսին կարգավորելու հնարավորությունը: Ընդհակառակը, եթե ազդանշանը շարունակում է նվազել, երբ միջուկը լիովին պտտվում է, C2 շղթայի հզորությունը պետք է մեծացվի:

ՊՄԳ փորձարկման արդյունքների վերլուծություն և դրա արդիականացում:Ինչպես վերը նշվեց, ՊՄԳ-ի առաջին հեռարձակումը ցույց տվեց դա

1. Ձայնը որոշ չափով զնգացող էր, սպեկտրի մեջ սեղմված և ականջի համար շատ տհաճ։

2. Բավականաչափ մեծ PPP ալեհավաքի միացումը հանգեցնում է ինտերֆերիայի՝ կապված սիրողական խմբին մոտ հաճախականությամբ տեղակայված հեռարձակման կայաններից հզոր AM ազդանշանների ուղղակի հայտնաբերման հետ:

Վերը թվարկված հերթականությամբ վերլուծենք այս խնդիրների վերացման պատճառներն ու ուղիները։ Եվ այստեղ մենք ունենք հենց նախնական պատրաստման ժամանակ ստացված տրանզիստորների պարամետրերը։

1. Ականջակալների փորձնական միացումը հեղինակային ՋԷԿ-ին ցույց տվեց, որ դրանք լավ աշխատանքային վիճակում են և բավականին պատշաճ են հնչում, թեև իհարկե ոչ։ Hi-Fi . Պարզվում է, որ խնդիրը նրանց մեջ չէ, այլ ցածր հաճախականության ուղու անհաջող ընտրված տարրերի մեջ (նկ. 5), որոնք պատասխանատու են դրա ընդհանուր հաճախականության արձագանքի ձևավորման համար։ Նման չորս տարրեր կան.

Ցածրանցանելի ֆիլտր C3 L 3 C5, որը պատրաստված է U-աձև շղթայի համաձայն՝ մոտավորապես 3 կՀց անջատման հաճախականությամբ, որն ապահովում է հորիզոնական հաճախականության արձագանք միայն բնորոշ բեռին հավասար բեռի դեպքում, որը դիագրամում նշված տարրերի համար մոտավորապես 1 կՕհմ է [5]։ Եթե ​​ֆիլտրը չի համապատասխանում, դրա հաճախականության արձագանքը փոքր-ինչ փոխվում է.երբ այն բեռնված է դիմադրության դեմ, մի քանի անգամ պակաս էՀատկանշական է, որ անջատման հաճախականության շրջանում մի քանի դԲ հաճախականության արձագանքի նվազում կա, հակառակ դեպքում նկատվում է բարձրացում։ Աուդիո սպեկտրի վերին հաճախությունների մի փոքր բարձրացումը օգտակար է հասկանալիությունը բարելավելու համար, ուստի իրական միացումում նպատակահարմար է բեռնել ֆիլտրը բնութագրականից 1,5-2 անգամ ավելի մեծ դիմադրությամբ: Բայց եթե ցածր անցումային ֆիլտրի բեռնվածքի դիմադրությունը զգալիորեն ավելի բարձր է, ապա հաճախականության արձագանքը ձեռք կբերի ընդգծված ռեզոնանս, ինչը կհանգեցնի ստացված ազդանշանի սպեկտրի նկատելի աղավաղմանը և տհաճ «զանգի» տեսքին: Հարկ է նշել, որ վերը նշվածը ճիշտ է ցածր անցումային ֆիլտրի կծիկի բավականաչափ բարձր որակի գործակիցով (ավելի քան 10-15) - դրանք, որպես կանոն, օղակների վրա փաթաթված պարույրներ են և բարձր թափանցելիության զրահապատ ֆերիտային միջուկներ: Փոքր չափի ցածր հաճախականության տրանսֆորմատորների կամ մագնիտոֆոնների հիման վրա պատրաստված պարույրների համար որակի գործակիցը զգալիորեն ցածր է, և լսողականորեն նկատելի ռեզոնանսային երևույթները (զանգը) գործնականում աննկատ են նույնիսկ օպտիմալից 5-7 անգամ ավելի մեծ բեռի դեպքում: Մեր սխեմայովՌ Բեռը խաղում է ULF-ի մուտքային դիմադրությամբ, կամ ավելի ճիշտ՝ տրանզիստորի T2-ի կասկադի մուտքային դիմադրությամբ, որը միացված է ըստ OE-ի հետ միացման: Եկեք սահմանենք այն. OE-ի հետ շղթայի համար R in2=Inst* R e2, որտեղ Ռ e2-ը տրանզիստորի T2 էմիտերային հանգույցի դիմադրությունն է, այն կարելի է բավականին ճշգրիտ որոշել՝ օգտագործելով էմպիրիկ բանաձևը R e2=0.026/I k2 (այսուհետ բոլոր մեծություններն արտահայտվում են վոլտով, ամպերով և ohms-ով): Այսպիսով,

I k2=(U pit-1.2)/ R 4 =(9-1.2)/10000=0.0008A, R e2=0.026/0.0008=33 ohms, ևՌ in2=90*33= 2,97 կՕմ։ Սա PPP-ի «զանգի» ձայնի առաջին պատճառն է՝ ցածր անցումային ֆիլտրի չափազանց բարձր բեռը: Պահանջվող բեռը ապահովելու համար C5-ին զուգահեռ տեղադրում ենք 3,3 կՕմ դիմադրություն։

Եթե ​​դուք օգտագործում եք տրանզիստոր Vst = 30-50-ով, ապա ULF մուտքային դիմադրությունը մոտ է պահանջվողին (1,2-1,6 կՕմ), և լրացուցիչ ռեզիստորի կարիք չկա:

Բաժանող կոնդենսատոր C9, որը ULF ներածման դիմադրության հետ կազմում է մեկ կապով բարձր անցումային ֆիլտր, որն ունի անջատման հաճախականություն F av=1/(6.28* Ռ մուտքագրում2*C9)=1/(6.28*2970*0.0000001)=536Հց: Սա է պատճառը, որ սպեկտրը «սեղմվում» է ներքևից։ Ավելին, եթե դուք օգտագործում եք տրանզիստոր Vst = 30-50, ապա իրավիճակն ավելի վատ է. մուտքային բարձր անցումային ֆիլտրի անջատման հաճախականությունը կավելանա մինչև 1000-1500 Հց!!!

Ապահովելու համար, որ PPP-ի հաճախականության արձագանքի ստորին մասը կախված չէ տրանզիստորի պարամետրերի տարածումից, C9 հզորությունը պետք է ավելացվի 3-4 անգամ, այսինքն. ընտրեք 0,33-0,47 μF:

Կոնդենսատոր C10, շունտային ռեզիստորՌ 5 , վերացնում է ընդհանուր (ամբողջ ULF-ի համար) բացասական արձագանքը փոփոխական հոսանքի ավելի բարձր հաճախականություններում F av=1/(6.28* Ռ 5*С10)=60Հց և այստեղ առաջին հայացքից թվում է, թե ամեն ինչ ճիշտ է, բայց...

Եկեք նայենք թզ. 7, որը ցույց է տալիս ULF ելքային փուլի էմիտերային մասի համարժեք սխեման: Ինչպես երևում է, արտանետողի դիմադրությունըՌ T3 տրանզիստորի e3-ը սերիական միացված է C10 կոնդենսատորի հետ և դրանք կազմում են դասական բարձր հաճախականության ուղղման միացում, այսինքն՝ բարձր անցումային ֆիլտրին համարժեք մի շղթա, որը ճնշում է ցածր հաճախականությունները անջատման հաճախականությամբ: F av=1/(6.28* Ռ e3*C10): Էմիտորի դիմադրության արժեքըՌ T3 տրանզիստորի e3 = 0,026/0,002 = 13 ohms և հետևաբար, ելքային փուլի ՌԴ ուղղիչ շղթայի անջատման հաճախականությունըՖ av=2,6 կՀց!!! Ահա սպեկտրի ներքևից «սեղմելու» երկրորդ պատճառը. Եթե ​​ունեք T3 կոլեկտորի հոսանք ավելի քիչ (հեռախոսների սերիական միացումով տարբերակի համար՝ 1 մԱ, այսինքն՝ դիմադրիչ R 5 = 1,2-1,5 կՕմ), ապա Ֆ av=1,3 կՀց, որը դեռ չափազանց անընդունելի արժեք է տալիս։ Պետք է նշել, որ իրական միացումում այս շղթայի նկատելի ազդեցությունը տրանզիստորի T3-ի համեմատաբար փոքր Vst-ում (70-100-ից պակաս) հաճախականության արձագանքի անկման վրա ներքևից ավելի է ազդում. ցածր հաճախականություններ- մոտավորապես 500-600 Հց հաճախականությամբ: Բայց հենց որ մենք մեծացնենք տրանզիստորի Vst-ի արդյունավետ արժեքը (T3 մուտքագրում ենք լրացուցիչ էմիտերի հետևորդ - տես ստորև՝ փոփոխության նկարագրությունը), այն կհայտնվի իր ողջ փառքով, այսինքն՝ ցածր -6 դԲ թեքությամբ հաճախականության շրջադարձը կլինի ամբողջ տիրույթում մինչև 2,6 կՀց անջատման հաճախականությունը: Հետևաբար, որպեսզի PPP-ի հաճախականության արձագանքի ստորին մասը կախված չլինի տրանզիստորների աշխատանքային ռեժիմներից և դրանց պարամետրերից, C10-ի հզորությունը պետք է ավելացվի 10-20 անգամ, այսինքն. ընտրել 47-100uF:

---- C12 կոնդենսատորը, որը զուգահեռ միացված ականջակալների ինդուկտիվության հետ միասին կազմում է մոտավորապես 1,2 կՀց հաճախականությամբ ռեզոնանսային միացում։ Բայց ես ուզում եմ անմիջապես նշել, որ ոլորունների մեծ ակտիվ դիմադրության պատճառով վերջիններիս որակի գործոնը ցածր է. -6 դԲ մակարդակում անցման գոտին մոտավորապես 400-2800 Հց է, հետևաբար դրա ազդեցությունը ընդհանուր հաճախականության արձագանքի վրա պակաս նշանակալից, քան նախորդ կետերը, և ունի օժանդակ զտման և հաճախականության արձագանքի մի փոքր ուղղման բնույթ: Այսպիսով, հեռագրասերները կարող են ընտրել C12 = 68-82nF, դրանով իսկ մենք կտեղափոխենք ռեզոնանսը մինչև 800-1000 Հց հաճախականություններ: Եթե ​​ազդանշանը ձանձրալի է, և խոսքի ազդանշանի հասկանալիությունը բարելավելու համար անհրաժեշտ է ապահովել վերին հաճախականությունների բարձրացում, կարող եք վերցնել C12 = 22 nF, որը կբարձրացնի ռեզոնանսը մինչև 1,8-2 կՀց: Հեռախոսները շարքով միացնելու հնարավորության համար անհրաժեշտ է կրճատել C12 կոնդենսատորի նշված արժեքները 4 անգամ:

2. Մեր PPP-ի DD-ն ընդլայնելու համար մենք պետք է առավելագույնի հասցնենք դրա ULF-ի շահույթը, ինչը թույլ կտա մեզ ազդանշանի ավելի ցածր մակարդակներ մատակարարել խառնիչի մուտքին՝ պահպանելով նույն ձայնը:և ապահովում է մուտքային ազդանշանի մակարդակը արագ կարգավորելու և իրականում DD ընդունիչին ցամաքային ազդանշանների DD-ի հետ փոխկապակցելու հնարավորություն:

Փորձնական լսումը ցույց տվեց, որ PPP-ի սեփական աղմուկի մակարդակը շատ ցածր է. աղմուկը հազիվ լսելի է: Սա նշանակում է, որ մենք հնարավորություն ունենք առնվազն մի քանի անգամ բարձրացնել ULF-ի ընդհանուր շահույթը` այն մակարդակի, երբ հեռախոսներում լսվող PPP-ի ներքին աղմուկը չի հասնում անհարմարության շեմին, - հեռախոսների հետ աշխատելիս, ըստ հեղինակի, սա. մակարդակը մոտավորապես 15-20 մՎ է: Տեսական վերլուծությունը ցույց է տալիս, որ մեր ULF սխեմայի լարման ավելացումը (երկու կասկադ OE-ով, միմյանց հետ գալվանական զուգակցմամբ) առաջին մոտավորությամբ Kus = (Vst3*): R հեռախոս* I k2 )/0 , 026, այսինքն, դա հիմնականում կախված է միայն առաջին փուլի կոլեկտորային հոսանքից, ստատիկ գործակիցից: Երկրորդ փուլի տրանզիստորի T3 հոսանքի ուժեղացումը և հեռախոսների դիմադրությունը (և, որքան էլ տարօրինակ թվա, գործնականում կախված չէ մուտքային փուլի տրանզիստորի T2 Vst-ից): Բանաձևի այս երեք բաղադրիչներից երկուսը բավականին կոշտ են նշված:Ի k2 =0,5-0,9 մԱ որոշվում է առաջին փուլի նվազագույն աղմուկի ստացման պայմանով,Ռ Հեռ - նույնպես չի կարող փոխվել (ենթադրվում է, որ հեռախոսներն արդեն սերիական միացված են պարկուճներով):

Մնում է միայն ավելացնելՎստ. Բայց ինչպես? Հեղինակը մեծ դժվարությամբ, անցնելով տասնյակ պատգամավորների միջով (սովորաբար ունենալով Vst = 30-50), գտավ մեկ MP41A Vst = 110 (կարելի է ասել բացառիկ), բայց մեզ պետք է ավելի մեծ մեկը, 5-ը մեկ անգամ: 7, Vst?

Լուծումը բավականին պարզ է՝ տեղադրեք էմիտերի հետևորդ երկրորդ փուլի մուտքում: Այս դեպքում ընդհանուր Vst = Vst3 * Vst4 արտադրանքը և նույնիսկ նվազագույն Vst = 30 տրանզիստորների դեպքում ընդհանուր Vst = 900-ն ավելի քան բավարար է: Արդյունքում, շղթայի աննշան բարդության պատճառով (մենք ավելացրեցինք մեկ տրանզիստոր և ռեզիստոր), մենք մի քանի անգամ ավելացրինք Kus-ը (իմ տարբերակով -5-7) և միևնույն ժամանակ հնարավորություն ստացանք օգտագործել ՑԱՆԿԱՑԱԾ ՍՊԱՍԱՐԿելի տրանզիստորներ։ ULF-ում, առանց նախապես Vst-ի ընտրության, արդյունքների լավ կրկնելիությամբ:

Մուտքային ազդանշանի մակարդակի գործառնական կարգավորումը, այսինքն, իրականում DD ստացողի զուգակցումը ցամաքային ազդանշանների DD-ի հետ, ամենահեշտն է իրականացնել 10-22 կՕհմ սովորական պոտենցիոմետրի միջոցով, որը միացված է ալեհավաքի և մուտքային սխեմայի միջև:

Նույն պոտենցիոմետրը նաև բավականին արդյունավետ է կատարում ձայնի վերահսկման գործառույթները: Այժմ չկա AM-ի միջամտություն (նույնիսկ ամենապարզ ցածր-Q մեկ շղթայի նախընտրիչով!) և դուք կարող եք լսել ամբողջ տիրույթը, ընդհուպ մինչև բուն հեռարձակողի հաճախականությունը: Խաբեությունն այն է, որ այժմ ցածր հաճախականության ուղու ուժեղացումն այնպիսին է, որ լրիվ չափի ալեհավաքը միացնելիս PPP օգտագործողը պարզապես ստիպված է ականջները փրկելու համար նվազեցնել ալեհավաքից մուտքային ազդանշանի մակարդակը ( ծավալը), և դրանով իսկ խառնիչի մեջ մտնող միջամտության մակարդակը: Սկզբունքորեն, եթե դուք ունեիք մեծ ալեհավաք, կարող եք անմիջապես տեղադրել 10-20 դԲ չփոխարկվող թուլացուցիչ, բայց ես դա չարեցի, քանի որ Շատ հավանական է, որ մեր ՊՄԳ-ն իր արդյունավետության և ինքնավար էլեկտրամատակարարման շնորհիվ իր կիրառումը գտնի ոչ ստացիոնար պայմաններում, օրինակ՝ բնություն դուրս գալիս, պատահական ալեհավաքով կամ պարզապես մի կտոր մետաղալարով, իսկ հետո՝ ավելորդ զգայունությունը չի լինի:

Երբ PPP-ն սնուցվում է Krona մարտկոցով կամ կուտակիչով, քանի որ դրանք լիցքաթափվում են, մատակարարման լարումը կնվազի 9,4-ից մինչև 6,5-7 Վ, ստացողը կպահպանի իր ֆունկցիոնալությունը, բայց միևնույն ժամանակ GPA-ի թյունինգի տիրույթը նկատելիորեն կաճի: հերթափոխ. Եթե ​​դուք նախատեսում եք սարքավորել այս ՊՄԳ դիզայնը բավականին ճշգրիտ մեխանիկական մասշտաբով, իմաստ ունի ապահովել GPA-ի գործառնական ռեժիմի կայունացումը: Ի տարբերություն լարման կայունացուցիչների (ինտեգրված կամ դիսկրետ տարրեր) օգտագործող ստանդարտ լուծումների, որոնք լրացուցիչ հոսանք են սպառում իրենց կարիքների համար, մենք, PPP-ի արդյունավետությունը պահպանելու համար, կօգտագործենք GPA հոսանքի կայունացուցիչ (և իրականում տրանզիստորի T1 կոլեկտորային հոսանքը): T5 դաշտային տրանզիստորի վրա (հնարավոր է օգտագործել KP302,303,307 շարքի գրեթե ցանկացած դաշտային աշխատող, որն ունի առնվազն 2-3 մԱ արտահոսքի սկզբնական հոսանք):

GPA-ի ելքային լարումն այժմ ճշգրտվում է՝ ընտրելով դիմադրությունՌ 9 , որը թյունինգի ժամանակ կարելի է հարմար փոխարինել 3,3-4,7 կՕհմ հարմարվողականությամբ։ Ցուցադրելուց հետոօպտիմալ GPA լարումը, չափեք ստացված դիմադրության արժեքը և սահմանեք հաստատունը մոտակա անվանական արժեքին:

ՊՄԳ-ի վերջնական դիագրամը, փոփոխված՝ հաշվի առնելով վերը նշված նկատառումները, ներկայացված է Նկար 8-ում: Իսկ դրա դասավորության լուսանկարը Նկար 9-ում է

Բնօրինակ գծապատկերի հետ համեմատությունը հեշտացնելու համար (նկ. 5) պահպանվում է տարրերի համարակալումը, իսկ նոր ավելացված տարրերի համար համարակալումը շարունակվում է:

Շղթայում վերը նշված ճշգրտումները կատարելուց հետո PPP-ի ձայնը ստացավ բնական, բնական երանգ և հեռարձակումը լսելը դարձավ ավելի հարմարավետ:

Հետագա գործիքային չափումները ցույց տվեցին, որ զգայունությունը (s/n = 10 դԲ) կազմում է մոտավորապես 1,5-1,6 μV, այսինքն՝ աղմուկի նվազեցված մակարդակը մոտավորապես 0,5-0,55 մկՎ է: Ընդհանուր մակարդակ PPP-ի ելքի աղմուկը 12,5-13 մՎ է: Total Kus-ը ավելի քան 20 հազ. 30% AM ազդանշանի մակարդակը 50 կՀց անջատման ժամանակ, որը ստեղծում է միջամտություն (AM-ի ուղղակի հայտնաբերման պատճառով) աղմուկի մակարդակում, մոտ 10-11 մՎ է, այսինքն, մեր DD2 ընդունիչը պարզվեց, որ 86 դԲ-ից ոչ ավելի վատ է: գերազանց արդյունք՝ VPD խառնիչի հնարավոր հնարավորությունների մակարդակով: Համեմատության համար նշենք, որ ներկայումս հայտնի PPP-ն, որը հիմնված է 174XA2-ի վրա, ունի DD2 ընդամենը 45-50 դԲ:

Եզրակացություն. Ինչպես տեսնում եք, ոչ, պարզվեց, որ այդքան պարզ է, այս պարզ ՊՄԳ-ն: Բայց PPP տեխնիկան շատ ժողովրդավարական է (այդ իսկ պատճառով այն փառահեղ է) և թույլ է տալիս նույնիսկ սկսնակ ռադիոսիրողներին պատրաստել և կարգավորել շատ պարկեշտ ձևավորումներ պարամետրերի առումով՝ օգտագործելով պարզ, բառացիորեն իմպրովիզացված միջոցներ տանը: Եվ, անկեղծ ասած, ես վաղուց չէի ստացել այնպիսի հաճույք և ստեղծագործական բավարարվածություն, որքան այդ չորս օրերի ընթացքում, երբ ստեղծում էի և խարխափում էի այս ՊՄԳ-ի «ռեկը»։ Հանուն արդարության պետք է նշել, որ վերջիննմանատիպ (երեք տրանզիստորի վրա)PPP-ի նախագծերըՀՀ 3 ԱԱԷ , օրինակ վերջին [6]-ումՆման խնդիրներ չկան, բացառությամբ, որ բարձր Vst-ում (ինչը շատ հավանական է KT3102-ի համար), ցածր անցումային ֆիլտրի բեռնվածությունը մեծ է, այնպես որ, եթե պարզվի, որ PPP-ի ձայնը «զանգում է», հուսով եմ, որ դուք հիմա գիտեք. ինչպես է դա վերաբերվում:

գրականություն

1. Polyakov V. Ուղղակի փոխակերպման ընդունիչ. - Ռադիո, 1977, թիվ 11, էջ 24։
2. Belenetsky S. Միակողմանի հետերոդինային ընդունիչ մեծ դինամիկ տիրույթով: - Ռադիո, 2005 թ Թիվ 10, էջ 61-64, թիվ 11, էջ 68-71։
3. Belenetsky S. Հավելված ինդուկտիվության չափման համար ռադիոսիրողների պրակտիկայում: - Ռադիո, 2005, թիվ 5, էջ 26-28։
4. Պոլյակով Վ. ռադիոսիրողները ուղղակի փոխակերպման տեխնոլոգիայի մասին. - Մ.: Հայրենասեր, 1990
5. Polyakov V. Պարզ ռադիոընդունիչ կարճ ալիք դիտորդի համար: - Ռադիո, 2003, թիվ 1 էջ 58-60, թիվ 2 էջ 58-59

2007 թվականի փետրվար Սերգեյ Բելենեցկի,ԱՄՆ 5 MSQ

Պոլյակովի ընդունիչը նախատեսված է սիրողական կայաններ ընդունելու համար 80, 40 և 20 մ տիրույթներում, որոնք աշխատում են ինչպես հեռախոսով (AM ամպլիտուդի և միակողմանի SSB մոդուլյացիայի ռեժիմում), այնպես էլ հեռագրով (CW): Ընդունելությունը կատարվում է ականջակալներով։ Ընդունիչի զգայունությունը 1 մՎտ ելքային հզորության դեպքում 40-80 μV է AM ռեժիմում և 20-40 μV՝ CW ռեժիմում: ±10 կՀց անջատման դեպքում ընտրողականությունը 35-40 դԲ է, իսկ հայելային ալիքի համար 80 մ - 25 դԲ, 40 մ - 20 դԲ, 20 մ - 16 դԲ:

Ստացողը ճշգրիտ թյունինգի համար օգտագործում է էլեկտրոնային ռադիո թյունինգ և էլեկտրոնային վերնիեր: Պիեզոէլեկտրական ֆիլտրերը օգտագործվել են միջանկյալ հաճախականության ուղու վրա, ինչը հնարավորություն է տվել նվազագույնի հասցնել ինդուկտորների քանակը և պարզեցնել ընդունիչի կարգավորումը:

Սա 465 կՀց միջանկյալ հաճախականությամբ սուպերհետերոդինային ընդունիչ է: Ստացողը բաղկացած է տրանզիստորի T1-ի խառնիչից, տրանզիստորի T2-ի տեղային օսլիլատորից, երկաստիճան միջանկյալ հաճախականության ուժեղացուցիչից (տրանզիստորներ T3 և T4), դետեկտորից (T5), հեռագրային տեղային տատանիչից (T6) և երկաստիճան ցածր հաճախականությունից: - հաճախականության ուժեղացուցիչ (T7 և T8):

Ալեհավաքից ազդանշանը մատակարարվում է փոփոխական ռեզիստորին R1, որը ծառայում է հզոր կայաններ ընդունելիս ազդանշանի թուլացմանը: C1 միացման կոնդենսատորի միջոցով ազդանշանը սնվում է համապատասխան միջակայքի միջին հաճախականության կարգավորվող մուտքային միացումին: Շղթան բաղկացած է C2 և SZ կոնդենսատորներից և L1-L3 կծիկներից մեկը, որը միացված է միջակայքի անջատիչի B1a հատվածով: C2 և SZ կոնդենսատորները միաժամանակ լարման բաժանարար են, որը մատակարարվում է միացումից մինչև T1 խառնիչ տրանզիստորի հիմքը: Սա անհրաժեշտ է ավելի լավ համաձայնությունհամեմատաբար բարձր շղթայի դիմադրություն տրանզիստորի ցածր մուտքային դիմադրությամբ: T1 տրանզիստորի հիմքի կողմնակալությունը մատակարարվում է R2 ռեզիստորի միջոցով:

Ստացողի տեղային օսցիլյատորը պատրաստված է տրանզիստորի T2-ի կոնդենսիվ երեք կետանոց սխեմայի համաձայն: Տեղական տատանվող սխեման ձևավորվում է L4-L6 կծիկներից մեկով, որը միացված է B1 անջատիչի B1b հատվածով տրանզիստորի կոլեկտորային միացմանը և C4-C6 կոնդենսատորներին: Հետադարձ լարումը տրանզիստորի էմիտերին մատակարարվում է շղթայի կոնդենսատորների կողմից ձևավորված կոնդենսիվ բաժանիչի ծորակից: Նույն բաժանիչից տեղական տատանվող լարման մի մասը միացված է T7 տրանզիստորի խառնիչին:

Ռադիոկայանների թյունինգը կատարվում է տեղական oscillator հաճախականությունը փոխելով, սակայն ընդունիչում չկա փոփոխական կոնդենսատոր, որը ավանդական է նման դեպքերում: Նրա դերը խաղում է փոփոխական ռեզիստոր R8, որի օգնությամբ փոխվում է տրանզիստորի T2 հիմքում կողմնակալության լարումը։ Այս դեպքում փոխվում է տրանզիստորի ելքային հաղորդունակությունը և, համապատասխանաբար, տեղական օսլիլատորի կողմից առաջացած հաճախականությունը։ Տեղական oscillator հաճախականության թյունինգի տիրույթը կազմում է 160, 270 և 450 kHz համապատասխանաբար 80, 40 և 20 մ միջակայքում: Տեղական oscillator հաճախականության ավելի հարթ ճշգրտման համար օգտագործվում է փոփոխական ռեզիստոր R6:

Տրանզիստորի T7-ով ստացված ազդանշանը և տեղային տատանումները խառնվում են, և միջանկյալ հաճախականության ազդանշանը թողարկվում է տրանզիստորի կոլեկտորային միացումում (L7C8 շղթայում, կարգավորվում է 465 կՀց հաճախականությամբ): Միացման կծիկի L8 և PF1 պիեզոէլեկտրական ֆիլտրի միջոցով ազդանշանը մատակարարվում է IF ուժեղացուցիչին, որը պատրաստված է TZ, T4 տրանզիստորների վրա, ըստ փուլերի միջև անմիջական կապ ունեցող միացման:

L7C8 սխեման մուտքագրվում է ստացողի մեջ հետևյալ պատճառներով. Պիեզոէլեկտրական ֆիլտրերը լավ հարակից ալիքների ընտրողականություն ունեն 10–20 կՀց անջատումների ժամանակ, սակայն այն անբավարար է ֆիլտրի հաճախականությունից 100–200 կՀց հեռավորության վրա գտնվող ազդանշանների համար։ LC սխեման, ընդհակառակը, ունենալով ցածր ընտրողականություն հարակից ալիքի համար, ապահովում է ազդանշանների լավ ճնշում մեծ անջատումներով: Երբ միացումն ու ֆիլտրը միացված են միասին, հնարավոր է մեծացնել IF ուղու ընտրողական հատկությունները:

IF ուժեղացուցիչի ելքից ազդանշանը սնվում է PF2 ֆիլտրի միջոցով դեպի տրանզիստորի T5-ի վրա պատրաստված դետեկտոր: AM ազդանշաններ ստանալիս հայտնաբերումն իրականացվում է տրանզիստորի կոլեկտորային հանգույցով, ինչպես զուգահեռ միացված դիոդային դետեկտորով ընդունիչներում։

Հեռագրային ազդանշաններ ստանալիս T5 տրանզիստորի հիմքը տատանումներ է ստանում T6 տրանզիստորի վրա պատրաստված լոկալ օսլիլատորից։ Անջատիչ B2 այս դեպքում դրված է «Tlg» դիրքի վրա: Այս ռեժիմում տրանզիստոր T5-ը գործում է որպես վերահսկվող դիմադրություն: Բազային մատակարարվող փոփոխական լարման բացասական կես ցիկլերը (դրա հաճախականությունը մոտ է միջանկյալին) բացում են տրանզիստորը, և կոլեկտորային հանգույցի դիմադրությունը նվազում է: Մնացած ժամանակ տրանզիստորը փակվում է դրական կողմնակալությամբ, որն առաջանում է էմիտերի հանգույցով տեղական տատանվող լարման ուղղումից: Արդյունքում, AM ազդանշանները չեն հայտնաբերվում, և ազդանշանի և հեռագրային տեղային տատանումները խառնվում են տրանզիստորի կոլեկտորային միացումում, և դետեկտորի բեռնվածքում թողարկվում է տարբեր ձայնային հաճախականության ազդանշան (ռեզիստոր R16):

Հեռագրային տեղային օսլիլատորը օգտագործում է պիեզոէլեկտրական ֆիլտր PFZ: Ստեղծված տատանումների հաճախականությունը կարող է փոխվել փոքր սահմաններում՝ օգտագործելով թյունինգային կոնդենսատոր C14:

Հեռագրական լոկալ օսլիլատորը միացված է B2 անջատիչով: Այս դեպքում ձախ (ըստ գծապատկերի) անջատիչ կոնտակտները անջատում են C10 կոնդենսատորը ընդհանուր մետաղալարից: IF ուժեղացուցիչը գրավվում է բացասական արձագանքով R12 ռեզիստորի միջոցով, և դրա շահույթը նվազում է: Սա անհրաժեշտ է, քանի որ խառնման ռեժիմում դետեկտորի փոխանցման գործակիցը շատ ավելի մեծ է, քան դիոդի հայտնաբերման ռեժիմում:

R16 փոփոխական ռեզիստորից հայտնաբերված ազդանշանը, որը ձայնի կարգավորիչն է, ուղարկվում է երկաստիճան ցածր հաճախականության ուժեղացուցիչ: Ուժեղացուցիչի ծանրաբեռնվածությունը TON-1 կամ TON-2 ականջակալներն են, որոնք միացված են երկու վարդակից Շ1 բլոկին:

Մանրամասներ և դիզայն. P416 տրանզիստորները կարող են փոխարինվել P403, P423, GT308, GT309, GT322 ցանկացած տառային ինդեքսով,

MP42 - MP39 - MP41 կամ ավելի հին թողարկումների տրանզիստորներին MP13-MP16, ինչպես նաև ցանկացած տառային ինդեքսով:

Պիեզոէլեկտրական ֆիլտրեր՝ PF1-PFZ - ցանկացած մեկ չիպ, 465 կՀց հաճախականությամբ, օրինակ՝ FP1P-011, FP1P-013, FP1P-017: Ընդունիչի ընտրողականությունը կբարձրանա, եթե PF1 ֆիլտրը երկբյուրեղյա տիպի FP1P-012 կամ FP1P-016 է: Նույնիսկ ավելի մեծ ընտրողականություն կարելի է ձեռք բերել՝ օգտագործելով ութ բյուրեղյա ֆիլտր PF1P-1 կամ PF1P1-2: Հեռագրային տեղային օսլիլատորում PFZ ֆիլտրը կարող է փոխարինվել LC սխեմայով (նկ.):

Այս դեպքում C14 թյունինգային կոնդենսատորը հանվում է, իսկ տեղական տատանվող հաճախականությունը սահմանվում է L9 կծիկի միջուկով:

Ստացողի ինդուկտորների տվյալները տրված են աղյուսակում:

L1-L6 պարույրները փաթաթված են IF ընդունիչի սխեմաների շրջանակների վրա: Յուրաքանչյուր կծիկի պտույտները հավասարաչափ բաշխված են շրջանակի բոլոր հատվածներում: Սոկոլ ընդունիչի IF շղթայի շրջանակի վրա պտտվում են L7, L8 պարույրները: Կծիկներով շրջանակը տեղադրվում է զրահապատ միջուկում։ L9 կծիկը նույնպես փաթաթված է նույն շրջանակի վրա: Կարող եք նաև օգտագործել պատրաստի IF կծիկներ նշված ընդունիչից:

Ֆիքսված ռեզիստորներ - ULM, MLT և այլն, առնվազն 0,12 Վտ հզորությամբ: Փոփոխական ռեզիստորներ R1 և R16 - SP, SPO խումբ B, R6 և R8 - նույն տիպը, բայց A խումբը Կոնդենսատորներ C7, C2, C6, C15 - KLS: ԿՍՊ; NW, C4, C5. C8 - PM, KSO, BM; S18, S19 - EM, K53-1, այլ կոնդենսատորներ - KLS, MBM: Անջատիչ B1-ը երեք դիրքով թխվածքաբլիթ է:

Կարգավորում

սկսեք ստուգելով գծապատկերում նշված ռեժիմները: Անհրաժեշտության դեպքում տրանզիստորի կոլեկտորի մոտ լարումը (հեռախոսները միացված) ընտրվում է R19 ռեզիստորով, T4 կոլեկտորի մոտ՝ R10 ռեզիստորով, T6 կոլեկտորում՝ R18 ռեզիստորով և T1 էմիտերում՝ R2 ռեզիստորով:

Այնուհետև ստուգեք տեղական օսլիլատորի աշխատանքը: Տրանզիստորի T2 բազային տերմինալին միացված է վոլտմետր, և կոլեկտորային տերմինալը հպվում է ձեր ձեռքով: Տեղական տատանումների նորմալ աշխատանքի ժամանակ դա կհանգեցնի նրա տատանումների խանգարմանը և վոլտմետրի ընթերցումների աննշան փոփոխությանը:

Դրանից հետո ալեհավաքը միացրեք ընդունիչին, R1 և R16 ռեզիստորները դրեք առավելագույն ձեռքբերման դիրքի, R6 դիմադրությունը միջին դիրքի, B1-ը միացրեք «40» դիրքին (հզոր ռադիոհեռարձակման կայանները գործում են այս տիրույթում և, հետևաբար, ավելի հարմար է: ընդունիչը դրա վրա կարգավորելու համար), միացրեք B2-ի դիրքը Հեռախոս» և, պտտելով R8 դիմադրությունը ծայրահեղ դիրքերի միջև, ինչպես նաև կարգավորելով տեղական օսլիլատորի հաճախականությունը L5 կծիկի միջուկով, միացրեք որոշ ռադիոկայան: IF շղթայի միջուկը պտտելով (L7, L8) ձեռք է բերվում ընդունման առավելագույն ծավալը:

Ստուգեք ստացողի աշխատանքը

հեռագրային ռեժիմում. B2 անջատիչը դրված է «Tlg» դիրքի վրա: Հեռախոսներում պետք է հնչի սուլոց՝ ստացված ազդանշանի կրիչի հարվածը հեռագրական տեղային օսլիլատորի ազդանշանի հետ։ Սահուն թյունինգի կոճակը (R6) պտտելով՝ դուք սահմանում եք «զրոյական հարվածներ»՝ մի դիրք, որում ռիթմը, աստիճանաբար նվազելով, ամբողջությամբ անհետանում է: Սա նշանակում է, որ IF ազդանշանի հաճախականությունը և հեռագրային տեղական oscillator ազդանշանը նույնն են: Երբ ընդունիչն այս դիրքից անջատվում է ցանկացած ուղղությամբ, հարվածների տոնայնությունը պետք է բարձրանա հարվածների ծավալի միաժամանակյա փոփոխությամբ, քանի որ ազդանշանի մակարդակը որոշվում է IF ուղու ընտրողականության կորով:

Ընդունման ծավալը պետք է լինի առավելագույնը, երբ զարկերի հաճախականությունը 5 կՀց-ից ցածր է (գնահատվում է ականջով): Սա համապատասխանում է հեռագրային լոկալ տատանվող հաճախականությունը ընդունիչի անցակետի կեսին սահմանելուն: Այնուամենայնիվ, որոշ պիեզոէլեկտրական ֆիլտրեր առաջացնում են միջանկյալ հաճախականությունից 10-15 կՀց ցածր հաճախականությամբ: Այնուհետև զրոյական հարվածները թույլ լսելի կլինեն, և դրանց տոնայնության առավելագույն ծավալը կլինի 6 կՀց-ից բարձր հաճախականության վրա: Այս դեպքում անհրաժեշտ է C15 կոնդենսատորը փոխարինել մեկ այլով, ավելի ցածր հզորությամբ, բայց ոչ պակաս, քան 20-15 pF, հակառակ դեպքում տատանումները կխախտվեն հետադարձ կապի թուլացման պատճառով: Եթե ​​այս միջոցը չի օգնում, փոխեք PFZ ֆիլտրը PF1 կամ PF2-ով: Հեռագրային տեղային օսլիլատորի հաճախականությունը պետք է սահմանվի C14 և C15 կոնդենսատորներով, որպեսզի ընդունիչի անջատման ժամանակ ազդանշանային հաճախականությունների վերևում և ներքևում զարկերը հավասարապես բարձր լսվեն:

Հաջորդ փուլը մուտքային և հետերոդինային սխեմաների կարգավորումն է: Բոլոր տիրույթների եթերը լսելիս L4-L6 կծիկի միջուկները տեղադրեք այնպես, որ սիրողական կայանները ստացվեն մոտավորապես յուրաքանչյուր ժապավենի մեջտեղում: 80 և 40 մ տիրույթներում ամենաշատ կայանները լսվում են երեկոյան ժամերին, իսկ 20 մ հեռավորության վրա՝ ցերեկը։ Մուտքային սխեմայի կծիկները (L1-L3) ճշգրտվում են յուրաքանչյուր տիրույթի մեջտեղում գտնվող ցանկացած ռադիոկայանի առավելագույն ընդունման ծավալին համապատասխան:

Ողջույններ բոլոր KV երկրպագուներին։ Ինձ տարավ զոդում: Զոդեք մի պարզ բան: Իսկ ի՞նչը կարող է լինել ավելի պարզ, քան ուղղակի փոխակերպման ընդունիչը: Մոտ 10-15 տարի առաջ ես զոդեցի մի շարք տարբեր ՊՄԳ-ներ: Բնականաբար, իմ տեղեկատու գիրքը «» գիրքն էր։ Պոլյակովա Վ.Տ.

Այնուամենայնիվ, MP40-MP42 և նմանատիպ տրանզիստորները զոդելու ցանկություն չկար, քանի որ Չնայած նրանց մնացորդները պահպանվել էին, ինչ-որ տեղ ծույլ էր որոնել ավտոտնակներում և միջնահարկերում: Տրամաբանական էր ենթադրել, որ վերջին տարիներին 8-ին ռադիոսիրողները վերափոխեցին Վլադիմիր Տիմոֆեևիչի նախագծերը նոր տարրերի հիմքի վրա: Պարզվեց, որ բարդության առումով վերագծվածը նման չէ հանգստյան օրերի դիզայնի, և գոնե զոդվող որևէ բան գտնելու համար հարկավոր է կարդալ cqham.ru/qrz.ru ֆորումի 100-150 էջ, որտեղ առաջին. 50 էջ ընտրել խառնիչ, որը կարող է ապահովել 120 դԲ DD:

Ուստի, առանց վարանելու, ես գծեցի իմ սեփական PPP դիագրամը, որի տակ դրեցի տպագիր տպատախտակ, արդուկեցի այն, փորագրեցի, անցքեր փորեցի, կներեք, անցքեր, գնացի մոտակա ռադիոյի խանութ, որտեղ գնեցի բոլոր անհրաժեշտ մասերը: 200 ռուբլի ու սկսեց զոդել...

Հայտնի սխեման սկսած հայտնի գիրք:

Տեղական oscillator-ը հավաքված է KT315 տրանզիստորի վրա և աշխատում է Freceive/2 - 3500..3600 հաճախականությամբ, որն ապահովում է ընդունում 7000...7200 կՀց միջակայքում։
ULF հանրաճանաչ LM386 չիպի վրա, որը պահանջում է նվազագույն լարեր և ապահովում է լարման 200 անգամ ուժեղացում: Անիմաստ է այն բեռնել բարձրախոսի վրա, բայց ականջակալների վրա (սովորական չինականները, որոնք գնել են 150 ռուբլով Մեդիամարկտում, և ոչ թե TON-2-ը, որն այժմ հազվադեպ է դարձել), վերջ:

Կծիկներ - փաթաթված 10 մմ տրամագծով շրջանակների վրա
Մուտքային շղթայի կծիկը L2 պարունակում է 9 պտույտ
Տեղական oscillator կծիկ L1 պարունակում է 15 հերթափոխ

Ընդունիչը հավաքվում է տպագիր տպատախտակի վրա, որի չափսերը 85x45 են, և ես դրա վրա տեղադրեցի կառավարման միավորը: Եթե ​​դուք հրաժարվում եք KPI-ից և օգտագործում եք varicap (կամ varicap մատրիցա) հաճախականությունը փոխելու համար, ապա տախտակի չափը կարող է էլ ավելի կրճատվել:

PCB ֆայլ sPlan 6.0 ձևաչափով

Այսպիսով, հիմնվելով տեղադրման արդյունքների վրա, խնդրում ենք ուշադրություն դարձնել այն փաստին, որ ցածր անցումային ֆիլտրի կծիկի ինդուկտիվությունը L3 պետք է լինի 100 մՀ (միլ և ոչ միկրո): C6=C7=0.05. Տեղադրեք 5 կՕհմ դիմադրություն միկրոսխեմայի մուտքին զուգահեռ (ռեզիստորի մի ծայրը LM386-ի 3-րդ պինին, մյուսը՝ գետնին)

73 de UA1CBM

info - ua1cbm.ru

Այս էջը ներկայացնում է մի գլուխ Վ.Տ. Պոլյակովի «Ռադիոսիրողների համար, ուղղակի փոխակերպման տեխնիկայի մասին» գրքից, 1990 թվականի հրատարակություն՝ «ընդունիչ 80 մ.

Ստացողի սխեմատիկ դիագրամը ներկայացված է ստորև բերված նկարում:

Ալեհավաքից ստացվող ազդանշանը միացման կոնդենսատոր C1-ի միջոցով մատակարարվում է մուտքային շղթային L1 C10 C11, այնուհետև երկու սիլիկոնային դիոդներից VD1, VD2 միացված խառնիչին, որոնք միացված են իրար հետևի զուգահեռ ռեժիմով: Խառնիչի բեռը U-աձև ցածր անցումային ֆիլտր է L3 C10 C11, 3 կՀց անջատման հաճախականությամբ: Տեղական oscillator լարումը մատակարարվում է խառնիչին առաջին ֆիլտրի կոնդենսատորի միջոցով `C10:

Ստացողի լոկալ օսցիլյատորը հավաքվում է տրանզիստորի VT1 օգտագործմամբ կոնդենսիվ հետադարձ կապի միջոցով: Տեղական oscillator շղթայի կծիկը ներառված է կոլեկտորային միացումում: Տեղական օսլիլատորը և մուտքային սխեման կարգավորվում են տիրույթում միաժամանակ C3, C6 փոփոխական կոնդենսատորների երկակի բլոկով, իսկ տեղական տատանվող թյունինգի հաճախականությունը (1,75...1,9 ՄՀց) կիսով չափ ցածր է մուտքային շղթայի թյունինգի հաճախականությունից:

Ցածր հաճախականության ուժեղացուցիչը պատրաստված է փուլերի միջև ուղիղ միացումով սխեմայի համաձայն՝ օգտագործելով VT2, VT3 տրանզիստորները: Ուժեղացուցիչի ծանրաբեռնվածությունը բարձր դիմադրողականությամբ հեռախոսներն են՝ 4 կՕհմ DC դիմադրությամբ, օրինակ՝ TA-4:

Ընդունիչը կարող է սնուցվել 12 Վ լարման ցանկացած աղբյուրից, ընթացիկ սպառումը մոտ 4 մԱ է։ Ընդունիչի կծիկները L1 և L2 փաթաթված են 6 մմ տրամագծով շրջանակների վրա և կարգավորվում են 600NN ֆերիտից պատրաստված միջուկներով, 2,7 տրամագծով և 10...12 մմ երկարությամբ (հեռարձակումից կարող եք օգտագործել լայնորեն օգտագործվող միասնական շրջանակներ ռադիոընդունիչի կծիկներ): Փաթաթում - շրջադարձ դեպի շրջադարձ: L1-ը պարունակում է PELSHO 0.15 մետաղալարերի 14 պտույտ, L2 - PELSHO 0.1 մետաղալարերի 32 պտույտ: Երկու կծիկների համար ծորակները չորրորդ շրջադարձից են՝ հաշվելով հիմնավորված մետաղալարից։

100 mH ինդուկտիվությամբ ֆիլտրի կծիկ L3 փաթաթված է K18×8×5 մագնիսական միջուկի վրա՝ պատրաստված 2000NN ֆերիտից և պարունակում է 250 պտույտ PELSHO մետաղալար 0,1...0,15: Դուք կարող եք օգտագործել մագնիսական միջուկ K10×7×5 նույն ֆերիտից՝ պտույտների քանակը հասցնելով 300-ի, կամ K18×8×5 ֆերիտից 1500NM կամ 3000NM (այս դեպքում ոլորուն պետք է կազմված լինի համապատասխանաբար 290 կամ 200 պտույտից։ )

Որպես վերջին միջոց, ֆերիտային մագնիսական միջուկների բացակայության դեպքում ֆիլտրի կծիկը կարող է փոխարինվել 1...1,3 կՕհմ դիմադրությամբ: Ստացողի ընտրողականությունն ու զգայունությունը որոշ չափով կվատթարանան: Speedol ընդունիչից օգտագործվել է փոփոխական կոնդենսատորների բլոկ: Դուք կարող եք օգտագործել մեկ այլ բլոկ, բայց միշտ օդային դիէլեկտրիկով: SSB կայանի թյունինգը հեշտացնելու համար խորհուրդ է տրվում սարքը սարքավորել առնվազն պարզ վերնիեով:

Ցանկացած տառային ինդեքսով տրանզիստորներ KT315 և KT312 լավ են աշխատում ընդունիչի տեղական օսլիլատորում: Գրեթե ցանկացած ցածր հաճախականության p-n-p տրանզիստորներ հարմար են ցածր հաճախականության ուժեղացուցիչի համար: Ցանկալի է, սակայն, որ VT2-ը լինի ցածր աղմուկի (P27A, P28, MP39B), իսկ յուրաքանչյուր տրանզիստորի ընթացիկ փոխանցման գործակիցը 50...60-ից ցածր չլինի։ Կոնդենսատորներ C2, C4, C5, C7 - KSO կամ կերամիկական: Մնացած մասերը կարող են լինել ցանկացած տեսակի:

Ստացողի շասսին բաղկացած է 180x80 մմ չափսերով առջևի վահանակից և 110 մմ երկարությամբ և 20 մմ բարձրությամբ երկու կողային ժապավենից, որոնք պտուտակված են իր ստորին մասում գտնվող առջևի վահանակի կողքերին: Այս բոլոր մասերը պատրաստված են դուրալումինից։ Շերտերին ամրացվում է 180×55 մմ չափսերի մոնտաժային թիթեղ՝ պատրաստված getinax փայլաթիթեղից։ Տախտակի վրա մասերի գտնվելու վայրը ներկայացված է ստորև բերված նկարում:

Տպագիր հաղորդիչների ուրվագիծը չի տրվում, քանի որ հաղորդիչների գտնվելու վայրը կախված է օգտագործվող մասերի չափից: Տպագիր տեղադրումը չի պահանջվում: Եթե ​​տախտակը պատրաստված է ոչ փայլաթիթեղից, ապա դրա երկայնքով պետք է տեղադրվեն մի քանի «գրունտային» ավտոբուսներ: Որքան մեծ է նման անվադողերի տարածքը, այնքան ավելի լավ կլինի մասերի պաշտպանությունը ներքին և արտաքին միջամտությունից:

Ստացողի կարգավորումը սկսվում է տրանզիստորի ռեժիմների ստուգմամբ ուղղակի հոսանքի համար: VT3 տրանզիստորի կոլեկտորի մոտ լարումը պետք է լինի 7...9 Վ: Եթե ​​այն տարբերվում է նշվածից, ապա ընտրվում է ռեզիստոր R3: VT1 տրանզիստորի թողարկիչում լարումը պետք է հավասար լինի 6..8 Վ-ի: Այն կարգավորվում է R1 ռեզիստորի դիմադրության ընտրությամբ:

Այնուհետև պետք է համոզվեք, որ սերունդ կա՝ փակելով կծիկի L2 տերմինալները։ Հեռախոսներում աղմուկի մակարդակը պետք է որոշ չափով նվազի՝ խառնիչի աղմուկի նվազման պատճառով: Միացնելով ալեհավաքը, միացրեք կայանը և ընտրեք L2 կծիկի ծորակի դիրքը (±1 - 2 պտույտի սահմաններում) ըստ ընդունման ամենաբարձր ծավալի: Ստացողի զգայունությունը կախված է այս գործողության մանրակրկիտությունից:

Թյունինգի տիրույթը սահմանվում է L2 կծիկի միջուկով՝ օգտագործելով GSS կամ լսելով սիրողական կայանների ազդանշանները: Վերջապես, կարգավորեք մուտքային միացումը՝ պտտելով L1 կծիկի միջուկը ամենաբարձր ընդունման ծավալով: Ալեհավաքի հետ կապը հաստատված է C1 կոնդենսատորով, որպեսզի կայանների մեծ մասը լսելի լինի միջին ձայնով: Սա վերացնում է ձայնի հատուկ հսկողության ներդրման անհրաժեշտությունը:

Պատշաճ կարգավորվող ընդունիչն ունի շահույթ, որը չափվում է որպես հեռախոսի ձայնային լարման հարաբերակցությունը ալեհավաքի տերմինալներում բարձր հաճախականության լարման նկատմամբ, մոտ 15000: Անտենային տերմինալին միացված ընդունիչի ինքնաղմուկի լարումը չի գերազանցում 1-ը: μV. Հեռախոսներում արդեն հստակորեն տարբերվում է 1,5 ... 2 μV արժեք ունեցող հեռագրական ազդանշանը:

Ընդամենը մի քանի մետր երկարությամբ ալեհավաք օգտագործելու դեպքում օդի աղմուկը գերազանցում է սեփական ընդունիչի աղմուկը: Այնուամենայնիվ, բավարար ընդունման ծավալ ստանալու համար ցանկալի է, որ ալեհավաքի երկարությունը լինի առնվազն 15...20 մ:

Վերջերս ութամյա տղաս որոշեց «զոդման երկաթի գործով զբաղվել» և խնդրեց իր հետ ինչ-որ ընդունիչ սարքել։ Հաշվի առնելով այն հանգամանքը, որ տանը միակ գործիքները չինական թվային մուլտիմետրն է, իմ ընտրությունը ընկավ արդեն լեգենդար PPP V.T. Polyakov-ի վրա: Ես այս ընդունիչն արդեն պատրաստել եմ դեռևս 1980 թվականին, և այն թողեց միայն հաճելի հիշողություններ։ Բայց ես այդ տարիներին ոչ փորձ ունեի, ոչ նորմալ գործիքներ, և, բնականաբար, գործիքային չափումներ չեն արվել՝ ստացվեց, լավ։ Եվ հիմա դժվար էր դիմակայել այս դիզայնը կրկնելու և այն գործիքներով փորձարկելու գայթակղությանը, բայց գլխավորը դրա ձայնը համեմատելն է իմ PPP-ի հետ, երբ աշխատում եմ նույն աշխատասեղանի վրա նույն ալեհավաքով (10-12 մ լարեր բարձրության վրա: 10-12 մ) 40 մ միջակայքում - ամենադժվարը IFR-ի համար միջամտության առումով, քանի որ Հզոր հեռարձակվող ռադիոկայանները հաճախականությամբ շատ մոտ են, և եթե ստացողը լավ աշխատի այս տիրույթում, այն կաշխատի առանց խնդիրների մնացած բոլորի վրա: Ավելին, ինձ հետաքրքրում էր PPP տարբերակը հատուկ գերմանիումի տրանզիստորների վրա (թեև արդեն հնացած, բայց շատ ռադիոսիրողներ անհիշելի ժամանակներից ունեին դրանցից կես դույլ իրենց մահճակալի սեղաններում), քանի որ Հեղինակն արդեն մի քանի անգամ հանդիպել է գործընկերների հայտարարությունների, որ նրանք իբր ավելի մեղմ ձայն են տալիս ընդունողներին կամ պարզապես ULF-ին: Եվ այսպես, առանց ավելորդ շտապելու, երկու երեկոների ընթացքում փոքրիկ տղաս (իմ խիստ ղեկավարությամբ) զոդեց ընդունիչը, ստուգեց ռեժիմները, ևս մի երկու րոպե պահանջեց GPA-ն կարգավորելու համար և, շունչը պահած, միացրեց ալեհավաքը (նկ. 1): )

Ավաղ, երեկո է (դա փետրվարին էր, Մոսկվայի ժամանակով 22-00-ն էր), գործնականում անցում չկա, և ականջակալների ողջ տիրույթում լսվում են միայն խուլ սուլոցներ, աղմուկներ և... չինական հեռարձակող։ Առավոտյան, աշխատանքի գնալուց առաջ, նորից միացրինք ՊՊԾ-ն։ Անցումը լավն էր, սիրողական կայանները հնչում էին բարձր ու երբեմն խուլ, բայց ձայնը ինչ-որ կերպ զնգում էր, սպեկտրի մեջ սեղմված և ականջի համար շատ տհաճ։ Եվ կրկին, գրեթե ողջ տիրույթում, վերը նշված հեռարձակողը լսելի էր, թեև շատ ավելի անաղմուկ։ Տղայի հիասթափությունը սահմաններ չուներ, և ես հրատապ կարիք ունեի ուշադիր վերլուծել այս, ընդհանուր առմամբ, պարզ դիզայնը և փնտրել այն տանը օպտիմալ կարգավորելու ուղիներ, իրականում ունենալով միայն էժան փորձարկիչ և սովորական հեռարձակման ընդունիչ (այստեղ գործ ISHIM- 003) որպես հսկիչ, ինչպես նաև հիմնական պարամետրերի բարելավման հնարավոր ուղիներ:

Դատելով տարբեր ֆորումներում ժամանակ առ ժամանակ հայտնվող հաղորդագրություններից, մեծ թվով սկսնակ ռադիոսիրողականներ բախվում են նմանատիպ խնդիրների: Այս մտքերի արդյունքում հայտնվեց այս հոդվածը, որի հիմնական խնդիրն է մանրամասն պատմել սկսնակ ռադիոսիրողին, թե ինչպես պատրաստել և ճիշտ կարգավորել պարզ PPP տանը:

Այսպիսով, եկեք սկսենք: Հաշվի առնելով այն հանգամանքը, որ չափիչ գործիքների շարքում մենք ունենք միայն չինական թվային մուլտիմետր DT-830B, որպեսզի օպտիմալ կերպով կազմաձևենք սխեման և ճիշտ հասկանանք դրանում տեղի ունեցող գործընթացները, մենք պետք է որոշակի նախնական նախապատրաստություններ կատարենք և փորձենք առավելագույն տեղեկատվություն ստանալ: հիմնական մասերի պարամետրերի մասին (սա, ինչպես կտեսնենք հետագայում, ապագայում մեզ համար շատ օգտակար կլինի շղթայի աշխատանքը վերլուծելիս և դրա աշխատանքը բարելավելու ուղիներ գտնելիս): Եկեք սկսենք ընտրել հիմնական մասերը:

1. Տրանզիստորներ.Ինչպես նշված է նկարագրության մեջ, գրեթե ցանկացած ցածր հաճախականության pnp տրանզիստորներ հարմար են ցածր հաճախականության ուժեղացուցիչի համար: Ցանկալի է, սակայն, որ V3-ը լինի ցածր աղմուկի (P27A, P28, MP39B), և երկու տրանզիստորների ընթացիկ փոխանցման գործակիցը 50-60-ից ցածր չլինի: Մուլտիմետրը միացնելով հիմնական հոսանքի փոխանցման գործակիցը չափելու ռեժիմին: (օգտագործվում են նաև Vst, N21e անվանումները), կատարում ենք չափումներ (նկ. .2) և առկա օրինակներից ընտրում ենք անհրաժեշտները։ Հարկ է նշել, որ այս չափումների արդյունքները պետք է դիտարկվեն որպես ցուցիչ, քանի որ հնարավոր է մեծ սխալ, հատկապես գերմանիումի տրանզիստորների համար: DT-830B մուլտիմետրի (և նման չինականների) համար այս ռեժիմի առանձնահատկությունն այն է, որ չափումն իրականացվում է բազային 10 մԱ ֆիքսված հոսանք մատակարարելու դեպքում: Գերմանիումի տրանզիստորների որոշ օրինակներ կարող են ունենալ համադրելի մեծության կոլեկտորային հակադարձ հոսանք, ինչը հանգեցնում է ընթերցումների համաչափ աճի: Բայց մեր դեպքում դա կրիտիկական չէ։

1. Դիոդներ խառնիչի համարԿարող է լինել ցանկացած բարձր հաճախականության սիլիցիում KD503,509, 512, 521,522 սերիայից, բայց ներմուծված 1N4148 և նմանատիպերը ավելի լավն են: Դրանք մատչելի են և էժան (0,01 դոլար), սակայն հիմնական առավելությունը պարամետրերի զգալիորեն փոքր շրջանակն է՝ համեմատած ներքինի: Ցանկալի է դրանք զուգակցել, թեև ուղղակի դիմադրությամբ, միացնելով DT-830V մուլտիմետրը դիոդի փորձարկման ռեժիմում: Լուսանկարում (նկ. 3)
   Ներկայացված է ավելի քան հիսուն 1N4148 դիոդների փորձարկման և ընտրության արդյունքը։ Ինչպես տեսնում եք, ուղղակի դիմադրության մեջ դրանց տարածումը չափազանց փոքր է, ինչը, ի դեպ, թույլ է տալիս մեզ ապահով խորհուրդ տալ դրանք բազմադիոդային խառնիչներ կառուցելու համար: Համեմատության համար նշեմ, որ քիչ թե շատ նման արժեքներով կենցաղային KD522 զույգ ընտրելու համար ես պետք է անցնեի լավ 2 տասնյակ դիոդներով:

1. KPIկարող է լինել ամեն ինչ, բայց դա պետք է լինի օդային դիէլեկտրիկով, հակառակ դեպքում դժվար կլինի ստանալ GPA-ի ընդունելի կայունություն: Հին արդյունաբերական ընդունիչների VHF բլոկների KPI-ները (նկ. 4), որոնք դեռ հաճախ են հանդիպում մեր ռադիոշուկաներում, շատ հարմար են:
   Նրանք ունեն ներկառուցված 1:4 վերնիե, ինչը շատ ավելի հեշտ է դարձնում SSB կայան թյունինգը: Երկու հատվածները զուգահեռաբար միացնելով, մենք ստանում ենք մոտավորապես 8-34pF հզորություն:

Կոնկրետ լինելու համար մենք կենթադրենք, որ ունենք նման KPI: Եթե ​​ձեր KPI-ի առավելագույն հզորությունը տարբեր է, այն կարելի է հեշտությամբ հասցնել պահանջվող արժեքին՝ միացնելով 39-51pF ձգվող կոնդենսատորը հաջորդաբար: Ձգվող կոնդենսատորի հաշվարկը բավականին պարզ է. Սերիական միացված կոնդենսատորների ընդհանուր կամ համարժեք հզորությունը Seq = (Skpe*Srast)/(Skpe+Srast):

Այստեղից փորձնական արժեքների մի քանի փոխարինման միջոցով կարող եք ստանալ ցանկալի արժեքը: Այսպիսով, KPI-ի առավելագույն հզորությամբ, օրինակ, Spidola = 360pF-ից, եկեք ստանանք KPI-ի համարժեք հզորությունը (նախորդ օրինակից = 34pF): Փորձարկման արժեքները փոխարինելով մենք գտնում ենք 39pF:

1. Ականջակալներէլեկտրամագնիսական, միշտ բարձր դիմադրողականություն (մոտավորապես 0,5 H ինդուկտիվությամբ և 1500...2200 Օմ ուղիղ հոսանքի դիմադրությամբ էլեկտրամագնիսական պարույրներով), օրինակ՝ TON-1, TON-2, TON-2m, TA-4 տեսակները։ , ՏԱ-56մ. Շարքով միացնելիս, այսինքն՝ մեկի «+»-ը միացված է մյուսի «-»-ին, ուղիղ հոսանքի համար ունեն ընդհանուր դիմադրություն 3,2-4,4 կՕմ, փոփոխական հոսանքի համար՝ մոտ 10-12 կՕմ հաճախականությամբ։ 1 կՀց հաճախականությամբ: Քանի որ դրանք ներառված են RA3AAE-ի սկզբնական ՊՄԳ սխեմայում, իմաստ ունի թողնել դրանք այդպես: Իմ տարբերակում TON-2 հեռախոսները զուգահեռաբար միացված են, ինչը ժամանակին հնարավորություն է տվել ավելի մեծ ծավալ ստանալ Radio-76-ի հետ աշխատելիս, քանի որ դիմադրությունը 4 անգամ պակաս է (երկուսն էլ ուղիղ հոսանքի 800-1,1 կՕհմ, և փոփոխական հոսանք - մոտավորապես 3,5-4 կՕմ), ինչը, համապատասխանաբար, ապահովեց ելքային հզորության 4 անգամ ավելացում: Ես այն այլևս չփոխեցի հաջորդական միացման. դա կարևոր չէ, բայց ինչպես ցույց է տվել փորձը, արդյունքում ստացված ծավալը դեռ չափազանց մեծ է, և այս PPP-ի համար ավելի լավ է օգտագործել հեռախոսների հաջորդական միացում:
2. Ինդուկտոր LPF. Ինչպես նշված է հոդվածում, L3 ցածր անցումային ֆիլտրի կծիկը 100 mH ինդուկտիվությամբ փաթաթված է K18X8X5 մագնիսական միջուկի վրա, որը պատրաստված է 2000NN ֆերիտից և պարունակում է PELSHO 0.1-0.15 մետաղալարերի 250 պտույտ: Նույն ֆերիտից կարող եք օգտագործել K10Х7Х5 մագնիսական միջուկ՝ պտույտների քանակը հասցնելով 300-ի, կամ K18Х8Х5 1500NM կամ 3000NM ֆերիտից (այս դեպքում ոլորուն պետք է կազմված լինի համապատասխանաբար 290 և 200 պտույտից): Կարող եք նաև օգտագործել համապատասխան պատրաստի մեկը, օրինակ, օգտագործելով ելքային տրանսֆորմատորի առաջնային ոլորուն կեսը փոքր տրանզիստորային ընդունիչներից կամ ձայներիզների ունիվերսալ մագնիսական գլխիկների ոլորուններից մեկը: Ես օգտագործեցի պատրաստի 105 մմ կծիկ ապամոնտաժված արդյունաբերական ցածր անցումային ֆիլտրից D3.4: Որպես վերջին միջոց, ֆիլտրի կծիկը կարող է փոխարինվել 1-1,3 կՕմ դիմադրությամբ դիմադրությամբ: Բայց դեռ ավելի լավ է խուսափել դրանից, քանի որ ստացողի ընտրողականությունն ու զգայունությունն արդեն շատ բարձր չեն, և այս դեպքում դրանք նկատելիորեն կվատթարանան:

ՌԴ ինդուկտորներ(PDF և GPD): Հատուկ ուշադրություն պետք է դարձնել այս ինդուկտորներին, քանի որ դրանց որակից շատ բան է կախված՝ ընդունիչի զգայունությունը, տեղական տատանվող հաճախականության կայունությունը, ընտրողականությունը: Եվ ինչպես ցույց է տալիս ֆորումներում շփվելու փորձը, հենց դրանց արտադրությունն է ամենամեծ դժվարություններն առաջացնում սկսնակ ռադիոսիրողների համար, քանի որ. Քիչ հավանական է, որ դուք կարողանաք ձեռք բերել (գնել) նույն շրջանակները, ինչ հեղինակինը, կամ կցանկանաք վերակառուցել ընդունիչը այլ տիրույթում: Այս հարցում մեծապես կօգնի ինդուկտիվ չափիչ ունենալը, թեկուզ պարզ կցորդը։

Բայց մենք, ինչպես նախկինում պայմանավորվել էինք, ոչինչ չունենք, բացի մուլտիմետրից և կենցաղային ռադիոհեռարձակման ընդունիչից HF տիրույթով - մեկ կամ մի քանի ընդլայնված, կարևոր չէ, ինձ համար դա Իշիմ-003 է: Ինչպե՞ս, այս դեպքում, ճիշտ ընտրել (հաշվարկել) և պատրաստել պարույրներ:

Նախ հիշեցնեմ, որ շղթայի ռեզոնանսային հաճախականությունը որոշվում է հայտնի Թոմսոնի բանաձևով.
որտեղ F-ը հաճախականությունն է ՄՀց-ում, L-ը ինդուկտիվությունն է μH-ում, C-ն՝ հզորությունը pF-ով

Յուրաքանչյուր ռեզոնանսային հաճախականության համար L*C արտադրյալը հաստատուն արժեք է, իմանալով, որ դժվար չէ հաշվարկել L-ն հայտնի C-ով և հակառակը։ Այսպիսով, սիրողական տիրույթների կեսի համար L * C (μH * pF) արտադրյալը հավասար է 28 ՄՀց - 32,3, 21 ՄՀց-ի համար՝ 57,4, 14 ՄՀց-ի համար՝ 129,2, 7 ՄՀց-ի համար՝ 517, 3,5 ՄՀց-ի համար՝ 2068 թ. 1,8 ՄՀց – 7400: L-ի և C-ի հատուկ արժեքների ընտրությունը բավականին կամայական է որոշակի սահմաններում, բայց սիրողական պրակտիկայում կա լավ, ժամանակի փորձարկված կանոն՝ 28 ՄՀց միջակայքի համար վերցրեք ինդուկտիվություն: մոտ 1 μH և հզորությունը, համապատասխանաբար, մոտ 30 pF: Քանի որ հաճախականությունը նվազում է, մենք ավելանում ենք կոնդենսատորի հզորության և կծիկի ինդուկտիվության ուղիղ համեմատությամբ: Այսպիսով, 7 ՄՀց հաճախականության համար (մուտքային միացում) առաջարկվող արժեքներն են 120 pF և 4.3 μH, իսկ 3.5 ՄՀց (GPA շղթա) 240 և 8.6 μH:

Բայց գործնականում, հաճախ, հատկապես քննարկվող սխեմայի համար, արժեքների մեծ տատանումները թույլատրելի են՝ մի քանի անգամ, առանց աշխատանքի որակի վրա նկատելի ազդեցության: Եվ հաճախ որոշիչ չափանիշ են դառնում բավականին պրոզաիկ բաները.

1. Պահանջվող արժեքներին մոտ ինդուկտիվությամբ պատրաստի պարույրների առկայություն։ Որպես կանոն, ռադիոսիրողական «մահճակալի սեղանը» պարունակում է մի քանի հին, կոտրված ընդունիչներ, որոնք ծառայում են որպես «դոնորներ» և նոր դիզայնի մասերի մատակարարներ, ներառյալ. և պարույրներ, որոնցից շատերը կարող են հարմար լինել պատրաստի, առանց փոփոխությունների, մեր ընդունիչի համար: Քանի որ մենք չունենք ինդուկտիվությունը չափելու հնարավորություն, մենք կարող ենք փնտրել տեղեկատու տվյալներ՝ ամենայն հավանականությամբ կենցաղային սարքավորումների վերաբերյալ տեղեկատու գրքերում, որոնք նախկինում հրապարակվել են զանգվածային քանակությամբ: Մեր օրերում համացանցում կան շատ արդյունավետ որոնողական համակարգեր, ուստի խնդիր չէ նման տեղեկատու գրքեր գտնել էլեկտրոնային տարբերակով։

Պատրաստի պարույրներ ընտրելիս հիմնական պահանջը պտույտի 1/3...1/4-ից (չկրիտիկական) ծորակի (կամ միացման կծիկի) առկայությունն է։ Այսպիսով, հին «Սոնատը» ծառայեց որպես «դոնոր» իմ ՊՄԳ-ի համար: GPA-ում ես տեղադրեցի KV-2 լոկալ օսլիլատորի միացում 3,6 μH ինդուկտիվությամբ (հանգույցի կծիկի 26,5 պտույտ և զուգակցման կծիկի 8 պտույտ), իսկ մուտքային շղթայում տեղադրեցի ավելի հարմարի բացակայության դեպքում: , KV-4 կծիկ 1,2 μH ինդուկտիվությամբ (15 պտույտ 3,5 ծորակով) - ինչպես տեսնում եք, վերջինս շատ հեռու է օպտիմալից, և այնուամենայնիվ այս լուծումը բավականին գործունակ է և, ինչպես կտեսնենք ավելի ուշ: , ապահովում է խառնիչի պոտենցիալ հնարավորությունների գրեթե լիարժեք իրացումը։

1. Մեկ այլ չափանիշ է շղթայի հզորության ընտրությունը՝ գոյություն ունեցող KPI-ով անհրաժեշտ թյունինգի տիրույթն ապահովելու համար: Հաշվարկը բավականին պարզ է. տիրույթի հարաբերական լայնությունը, օրինակ 7 ՄՀց, եզրերին փոքր լուսանցքով = (7120-6980)/7050 = 0.02 կամ 2%: Դա անելու համար միացման հզորությունը պետք է կարգավորվի կրկնապատկելու համար, այսինքն. 4% (240pF արժեքից), որը կազմում է ընդամենը 9,6 pF, ինչը գործնականում այնքան էլ հարմար չէ, քանի որ նույնիսկ ցածր հզորության VHF KPI-ի համար և մեկ ակտիվ հատվածով, անհրաժեշտ է միացնել ձգվող կոնդենսատորը, իսկ ի՞նչ կասեք 270-360pF առավելագույն հզորությամբ ստանդարտ KPI-ների միացման մասին: Հետևաբար, մենք գնում ենք հակառակից՝ վերակազմավորելով հզորությունը 34pF-8pF = 26 pF, սա 4% է, հետևաբար շղթայի ընդհանուր հզորությունը 650pF է: Այս դեպքում ինդուկտիվությունը 3,2 μH է: Եկեք տեղադրենք մեր ունեցած կծիկը, որն ունի 3,6 μH անվանական ինդուկտիվություն (միջուկի միջին դիրքում)՝ հաշվելով այս միջուկը շարժելով ինդուկտիվությունը կարգավորելու հնարավորության վրա։

Բայց ի՞նչ պետք է անի ռադիոսիրողը, եթե չունի պատրաստի կծիկների «ռազմավարական» պաշարներ։ Ընտրություն չկա՝ դուք պետք է դրանք պատրաստեք ինքներդ՝ օգտագործելով հասանելի շրջանակները: Զինվում ենք տրամաչափով և չափում տրամագիծը, եթե կան հատվածներ՝ ներքին տրամագիծը, մեկ հատվածի լայնությունը և միանգամից, այտերի տրամագիծը, ապա շրջանակի արտաքին զննում ենք կատարում՝ հարթ կամ կողոսկր։ (HF ընդունիչի կծիկներ, 100NN միջուկ կամ IF կծիկներ հեռուստացույցներից) - լավ է բոլոր HF տիրույթների համար, հատվածավորված (հետերոդին MF, LW կամ IF, 600NN միջուկ) - լավագույն արդյունք ցածր հաճախականության տիրույթներում (160 և 80 մ): Կծիկի պտույտների քանակի հաշվարկը բավականին պարզ է.

Հաշվի առնելով այն փաստը, որ թյունինգի միջուկը (միջին դիրքում) մեծացնում է ինդուկտիվությունը մոտավորապես 1,3-1,5 անգամ (եթե ֆերիտ է) կամ 1,2-1,3 անգամ (կարբոնիլային միջուկը 10 մմ երկարությամբ՝ հին հեռուստացույցների IF կծիկներից), հաշվարկը. կծիկի պտույտներն իրականացվում են համապատասխան քանակով պահանջվող ինդուկտիվությունը նվազեցնելու համար: Հաշվարկման բանաձևերը տրված են բոլոր ռադիոսիրողական տեղեկատու գրքերում, բայց հաճախ ավելի հարմար է օգտագործել հատուկ հաշվարկային ծրագրեր, օրինակ, միաշերտ կծիկ հաշվարկելու համար հարմար է MIX10 , COIL32 , և բոլոր տեսակների համար, ներառյալ. բազմաշերտ - RTE.

Ի դեպ, այս նույն ծրագրերը կարող են օգտագործվել անհայտ ծագման պատրաստի կծիկի ինդուկտիվությունը մոտավորապես որոշելու համար։ Ընթացակարգը նույնն է. մենք չափում ենք կծիկի երկրաչափությունը (տրամագիծը, ոլորման երկարությունը), տեսողականորեն հաշվում ենք պտույտների քանակը և այս տվյալները փոխարինում ծրագրի մեջ: Մի մոռացեք բազմապատկել հաշվարկի արդյունքը գոյություն ունեցող միջուկի համար ինդուկտիվության բարձրացման գործակցով:

Իհարկե, ինդուկտիվության հաշվարկված որոշման սխալը կարող է բավականին մեծ լինել (մինչև 30-40%), բայց թույլ մի տվեք, որ դա ձեզ վախեցնի. այս փուլում մեզ համար կարևոր է իմանալ ինդուկտիվության կարգը: Մնացած ամեն ինչ, անհրաժեշտության դեպքում, կարող է հեշտությամբ կարգավորվել ՊՄԳ-ի ստեղծման գործընթացում:

Մի քանի խոսք պետք է ասել GPA-ի մասին. Այս ՊՄԳ-ն օգտագործում է տրանզիստորով T1 (նկ. 5.) կոնդենսիվ երեք կետանոց միացում, որը միացված է ըստ OB-ի շղթայի: R1C5 սխեման կատարում է ամպլիտուդային կայունացման գործառույթներ (գրիդլիք), բայց դրանից բացի, ամպլիտուդի կայունացման նույն ֆունկցիան (և շատ արդյունավետ) կատարում է VPD-ի բեռնախառնիչը (նույն երկկողմանի դիոդային սահմանափակիչը): Արդյունքում, հակադարձ PIC C8/C7-ի հզորության հարաբերակցությունը 5-10-ի սահմաններում և բավականաչափ բարձր հաճախականությամբ տրանզիստոր ընտրելիս (Fgran>10F ստրուկ, մեր դեպքում այս պայմանը բավարարված է, KT312 Fgran>120 ՄՀց, KT315 Fgran-ի համար: >250 ՄՀց), GPA-ն ապահովում է կայուն արտադրություն և կայուն ամպլիտուդ, երբ փոխվում է շղթայի բնորոշ դիմադրությունը, այսինքն. L/C գործակիցները շատ լայն տիրույթում, ինչը, փաստորեն, մեզ հնարավորություն է տալիս մեծ ազատություն ունենալ ինդուկտիվության կամ հզորության արժեքների ընտրության հարցում:

Ssum= Spar+Skpe+Sekv7,8. Մեր դեպքում հաշվարկը տալիս է C7=750, C8=4700pF։

Եվս մեկ անգամ շեշտեմ, որ օդային դիէլեկտրիկով CPE-ի օգտագործումը գրեթե ավտոմատ կերպով մեզ կապահովի GPA-ի շատ բարձր կայունություն՝ առանց ջերմային կայունացման հատուկ միջոցներ ձեռնարկելու։ Այսպիսով, իմ 7 ՄՀց PPP մոդելը, որը սնուցվում է Krona-ով, թույլ է տալիս SSB կայանը աշխատել առնվազն կես ժամ՝ առանց թղթակցի ձայնի տեմբրի նկատելի փոփոխության, այսինքն՝ բացարձակ անկայունությունը 50-100 Հց-ից ավելի վատ չէ:

Հաշվի առնելով այն հանգամանքը, որ մեր ընտրած տիրույթը բավականին նեղ շերտային է, կարիք չկա մուտքային շղթայի համաժամանակյա վերակառուցման GPA-ի հետ, ուստի մենք մի փոքր պարզեցնում ենք շղթան (տե՛ս նկ. 5): Եվ սրանով նախնական նախապատրաստումն ավարտված է, կարող եք սկսել տեղադրումը:

Նախատիպի պատրաստման համար հարմար է օգտագործել հատուկ այդ նպատակով պատրաստված տախտակ, այսպես կոչված, «ձուկ», որը միակողմանի փայլաթիթեղի ապակեպլաստե կամ գետինաքսի կտոր է, որի պղնձե փայլաթիթեղը կտրիչով հավասարաչափ կտրված է փոքր: քառակուսիներ (ուղղանկյուններ) 5-7 մմ կողային չափերով: Այնուհետև մաքրում ենք, մինչև փայլի նուրբ հղկաթուղթով, ծածկում ենք հեղուկ ռոսինի փոքր շերտով (ալկոհոլային լուծույթ) և «ձուկը» պատրաստ է։ Խելամիտ է մի փոքր ջանք ծախսել դրա արտադրության վրա, եթե շարունակեք զբաղվել ռադիոյի նախագծմամբ, այն ձեզ անհրաժեշտ կլինի ավելի քան մեկ անգամ: Այսպիսով, լուսանկարում (նկ. 1) ցուցադրված հացատախտակը պատրաստվել է իմ կողմից դեռևս ուսանողական տարիներին և լավ սպասարկվել է ավելի քան քառորդ դար՝ թույլ տալով ինձ արագ և նվազագույն աշխատուժով ծախսել բավականին մեծ սխեմաներ և կառույցները։ Տեղադրման ժամանակ մենք փորձում ենք մասերը դասավորել այնպես, ինչպես գծապատկերում, միաժամանակ ապահովելով առավելագույն հնարավոր հեռավորությունը PDF-ի և GPA կծիկների միջև: Ես մի փոքր ապահով խաղացի և այս սխեմաների լրացուցիչ անջատման համար կծիկները տեղադրեցի հացատախտակի վրա տարբեր հարթություններում (մուտքագրում հորիզոնական, իսկ VFO ուղղահայաց), բայց եթե պարույրների միջև հեռավորությունը 30-40 մմ-ից ավելի է կամ դրանք պաշտպանված են: , սա առանձնապես անհրաժեշտ չէ։

ՊՄԳ-ի ստեղծում

Մասերը տեղադրելուց հետո մենք ուշադիր ստուգում ենք այն սխալների համար և միացնում ենք հոսանքը՝ մարտկոցը կամ կուտակիչը: Հեռախոսները պետք է կարողանան լսել փոքր, հազիվ նկատելի աղմուկ, որը միատեսակ է ողջ սպեկտրում, եթե այն խառնված է խռպոտ, ցածր հաճախականությամբ երանգով. մենք փնտրում ենք ցանցից 50 Հց հաճախականությամբ ուղղակի միջամտության ապացույց: միջամտության աղբյուր մեր մոդելի մոտ և գոնե տեղադրման ժամանակ մենք այն հեռացնում ենք: Այսպիսով, երբ ես առաջին անգամ միացրեցի այն, ես ունեի նկատելի ֆոն, որի աղբյուրը պարզվեց, որ մոտակայքում գտնվող զոդման երկաթի իջնող տրանսֆորմատորն էր, այն սեղանից հատակ տեղափոխելուց հետո միջամտությունն անտեսանելի դարձավ: Ապագայում, երբ ՊՄԳ-ն ավարտված կառույց նախագծելիս, խորհուրդ է տրվում տեղադրել այն պաշտպանված (մետաղական) պատյանում, և նման խնդիրները հետին պլան կմտնեն: Մենք ստուգում ենք ULF-ի ընդհանուր աշխատանքը՝ մատով դիպչելով L3 ցածր անցումային ֆիլտրի կծիկի տերմինալներից որևէ մեկին: Հեռախոսներից պետք է բարձր «մռնչալ» ձայն լսվի։ Մենք ստուգում ենք DC հոսանքի ռեժիմները - T3 էմիտերի մոտ (նկ. 6) պետք է լինի մոտ 0,9-1,3 Վ լարում, որն ապահովում է T2 ռեժիմը, որն օպտիմալ է աղմուկի համար: Եթե ​​լարումը դուրս է գալիս այս սահմաններից, մենք հասնում ենք R2-ի պահանջվող ընտրությանը, հաշվի առնելով այն փաստը, որ դրա դիմադրության բարձրացումը առաջացնում է լարման բարձրացում և հակառակը: R5 ռեզիստորի արժեքը սահմանում է ելքային փուլի հոսանքը, այս դեպքում մոտ 2 մԱ, ինչը օպտիմալ է հեռախոսները զուգահեռ միացնելիս, եթե սերիական միացում ունեք, ապա ավելի լավ է այս դիմադրությունը բարձրացնել մինչև 1-1,5 կՕմ, միևնույն ժամանակ դա մի փոքր կբարձրացնի ՊՄԳ-ի արդյունավետությունը:

Հաջորդը մենք ստուգում ենք GPA-ն: Պետք է նշել, որ տրանզիստորի T1 թողարկիչում լարումը պարտադիր չէ, որ հավասար լինի 6-8 Վ-ի (ինչպես նշված է սկզբնական աղբյուրում), բայց կարող է լինել նորմալ գործող շղթայում, որը տատանվում է 2-ից մինչև նույն 6-8 Վ-ի: օրինակ իմ դասավորության մեջ մոտավորապես 2, 4B է: Այս արժեքը, ընդհանուր դեպքում, կախված է բազմաթիվ գործոններից՝ խառնիչի դիոդների տեսակից, տրանզիստորի KOS-ից, PIC-ի խորությունից, շղթայի որակի գործակիցից, շղթայում խառնիչի ընդգրկման գործակիցից, այսինքն. կապի կծիկի պտույտների քանակը կամ կծիկի ծորակի գտնվելու վայրը, բազայի և արտանետման սխեմաներում դիմադրիչների արժեքները և այլն, և այլն:

Այլ աղբյուրներում, երբ նկարագրում են նմանատիպ խառնիչների տեղադրումը VPD-ի վրա սիլիկոնային դիոդներով, խորհուրդ է տրվում խառնիչին մատակարարել մոտավորապես 0,7...1V ամպլիտուդով լարում, լավ է, որ նրանք ունեն դա ստուգելու բան. ՌԴ վոլտմետր կամ օսցիլոսկոպ: Բայց, ըստ էության, սրանք բոլորը պարամետրի ԱՆՈՒՂԻՂ վերահսկման մեթոդներ են, թեև շատ առումներով ճիշտ են, բայց հաճախ ՕՊՏԻՄԱԼից հեռու, քանի որ դիոդների բացման լարումը զգալիորեն տարբերվում է ոչ միայն տարբեր տեսակների համար (օրինակ, KD503-ի համար դա մեկն է. ամենաբարձրից, KD521-ի համար այն ավելի ցածր է, KD522-ն ունի նույնիսկ ավելի քիչ), բայց նաև նույն տեսակի մեջ: Խառնիչի ռեժիմի ճշգրիտ և օպտիմալ կարգավորումը, ընդհանուր դեպքում, կտրամադրվի ՄԻԱՅՆ DD-ի և զգայունության անմիջական գործիքային հսկողության միջոցով:

Իհարկե, այս ամենը տեսական վերլուծության տեսակետից կարող է շատ հետաքրքիր լինել, բայց, բարեբախտաբար, այս ամենով մեզ անհանգստացնել պետք չէ, քանի որ. VPD-ի խառնուրդի համար կա GPA-ի պահանջվող լարումը DIRECT CONTROL-ով կարգավորելու ավելի պարզ և բավականին ճշգրիտ միջոց, բառացիորեն օգտագործելով ձեռքի տակ գտնվող դիոդի գործող MODE-ը, ինչը թույլ է տալիս հեշտությամբ և տեսանելիորեն ապահովել դրա աշխատանքը ՄՈՏ օպտիմալին:

Դա անելու համար մենք դիոդներից մեկի ձախ (տես նկ. 6) ելքը միացնում ենք օժանդակ RC շղթայի: Արդյունքն այն է, որ դասական GPA լարման ուղղիչը կրկնապատկվում է և խառնիչի իրականին մոտավորապես համարժեք բեռ: Այս տեսակի «ներկառուցված ՌԴ վոլտմետրը» մեզ հնարավորություն է տալիս իրականում ուղղակիորեն չափել հատուկ դիոդների աշխատանքային ռեժիմները կոնկրետ GPA-ից անմիջապես աշխատանքային միացումում: Մշտական ​​լարման չափման ռեժիմում մոնիտորինգի համար մուլտիմետրը միացնելով 0R1 ռեզիստորին, ընտրելով ռեզիստոր R3, մենք հասնում ենք 0,35-0,45 Վ լարման - սա կլինի օպտիմալ լարումը 1N4148, KD522,521 դիոդների համար: Եթե ​​օգտագործվում է KD503, ապա օպտիմալ լարումը ավելի բարձր է՝ 0.4-0.5V: Ահա ամբողջ կարգավորումը: Դիոդի կապարը նորից կպցրեք տեղում և հեռացրեք օժանդակ շղթան:

Հաջորդը, մենք անցնում ենք GPA-ի գործառնական հաճախականությունների որոշմանը և դրանք կապելու պահանջվող տիրույթին: Այստեղ մեզ անհրաժեշտ է հսկիչ ընդունիչ, որը կարող է օգտագործվել, ինչպես նշվեց վերևում, ցանկացած սպասարկվող ընդունիչ (հաղորդակցություն կամ հեռարձակում), որն ունի առնվազն մեկ լայն կամ մի քանի ընդլայնված HF տիրույթ՝ ոչ կրիտիկական: Ստորև բերված աղյուսակը ցույց է տալիս հեռարձակման և սիրողական նվագախմբերի գործառնական հաճախականությունները՝ հղում կատարելու համար: Ինչպես տեսնում եք, սիրողական տիրույթներին ամենամոտը 41 մ հեռարձակման գոտին է, որը իրական ընդունիչներում սովորաբար ծածկում է 7100 կՀց-ից ցածր հաճախականություններ, առնվազն մինչև 7000 կՀց:

Աղյուսակ 1

Հիմնական անջատման հաճախականություններԿ.Բ.միջակայքերը

Շրջանակներ
կրճատ անունները, մ	Հաճախականության սահմաններ, ՄՀց	Թողունակություն, ՄՀց:	f cp, ՄՀց	Տարածքի հարաբերական լայնությունը, %
	Կ.Բ.հեռարձակման տիրույթներ
49	5,950 - 6,200	0,250	6,075	4,1
41	7,100 - 7,300	0,200	7,200	2,7
31	9,500 - 9,775 11,700 - 11,975 15,100 - 15,450	0,275	9,637	2,8
16	17,700 - 17,900	0,200	17,800	1.1
13	21,450 - 21,750	0,300	21,600	1,3
11	25,600 - 26,100	0,500	25,850	1,9
Կ.Բ.սիրողական ռադիո նվագախմբեր
160	1,8 0 0 - 2 , 00 0	0, 2 00	1,900	10,5
80	3,500 - 3, 80 0	0, 30 0	3, 650	8,2
40	7,000 - 7, 2 00	0, 2 00	7, 10 0	2,8
20	14,000 - 14,350	0,350	14,175	2,4
14	21,000 - 21,450	0,450	21,225	2,2
10	28,000 - 29,700	1,700	28,850	5,8

Եվ սա բավականին հարմար է մեզ համար, քանի որ GPA-ն կարող է տրամաչափվել ոչ միայն հիմնական հաճախականությունը վերցնելով, այլև մոտակա ներդաշնակությունները (2.3 և նույնիսկ ավելի բարձր): Այսպիսով, մեր դեպքում (GPA = 3500-3550 կՀց), մենք կորոշենք GPA-ի գործառնական հաճախականությունները 2-րդ ներդաշնակությամբ, որը գտնվում է համապատասխանաբար 7000-7100 կՀց միջակայքում: Իհարկե, չափաբերելու ամենահեշտ ձևը միացված ընդունիչի (հատկապես թվային մասշտաբով) կամ փոխակերպված (ներկառուցված խառնիչ տեսակի դետեկտորով) AM ռադիոհաղորդումն է, ինչպես իմ Ishim-003-ը: Եթե ​​դուք չունեք մեկը, այլ պարզապես սովորական AM ընդունիչ, կարող եք, իհարկե, փորձել ականջով որսալ հզոր կրիչի առկայությունը, ինչպես խորհուրդ է տրվում որոշ նկարագրություններում, բայց, անկեղծ ասած, այս գործունեությունը նախատեսված չէ. թույլ սրտի - դա դժվար է անել նույնիսկ VFO-ի հիմնական հաճախականությունը որոնելիս, էլ չեմ խոսում արդեն հարմոնիկայի մասին: Հետևաբար, եկեք չտուժենք, եթե կառավարիչ ընդունիչը սիրում է AM, եկեք նրան AM տանք: Դա անելու համար (տես նկ. 6) մենք միացնում ենք ULF ելքը մուտքին, օգտագործելով օժանդակ սարքը:

0C2 կոնդենսատորը 10-22nF հզորությամբ (ոչ կրիտիկական), դրանով իսկ մեր ULF-ը վերածելով ցածր հաճախականության գեներատորի, և խառնիչն այժմ կկատարի (և բավականին արդյունավետ!) AM մոդուլատորի գործառույթները նույն հաճախականությամբ, որը մենք լսում ենք: հեռախոսներում։ Այժմ GPA-ի գեներացման հաճախականության որոնումը մեծապես կհեշտացվի ոչ միայն GPA-ի հիմնարար հաճախականության, այլ նաև դրա ներդաշնակության վրա: Ես սա փորձնականորեն ստուգեցի՝ սկզբում փնտրելով հիմնական հաճախականությունը (3,5 ՄՀց) և դրա երկրորդ ներդաշնակությունը (7 ՄՀց) համահունչ ընդունիչի ռեժիմում, այնուհետև AM ռեժիմում: Ազդանշանի ծավալը և որոնման հեշտությունը գրեթե նույնն են, միակ տարբերությունը AM ռեժիմում է, լայն մոդուլյացիայի գոտու և IF թողունակության շնորհիվ, հաճախականության որոշման ճշգրտությունը մի փոքր ավելի ցածր է (2-3%), բայց դա այնքան էլ չէ: քննադատական, քանի որ եթե թվային սանդղակ չկա, հաճախականության չափման ընդհանուր սխալը կորոշվի հսկիչ ընդունիչի մեխանիկական սանդղակի ճշգրտությամբ, սակայն այստեղ սխալը զգալիորեն ավելի մեծ է (մինչև 5-10%), ինչի պատճառով էլ GPA-ն հաշվարկելիս: , մենք տրամադրում ենք GPA-ի թյունինգի տիրույթ որոշակի մարժայով:

Չափման մեթոդն ինքնին պարզ է. Փոքր կտոր մետաղալարերի մի ծայրը, օրինակ՝ մուլտիմետրից զոնդերից մեկը, միացնում ենք հսկիչ ընդունիչի արտաքին ալեհավաքի վարդակից, իսկ մյուս ծայրը պարզապես տեղադրում ենք կարգավորված VFO-ի կծիկի կողքին։ Տեղադրելով GPA KPI կոճակը առավելագույն հզորության դիրքում, մենք փնտրում ենք բարձր տոնային ազդանշան ստացողի թյունինգի գլխիկով և որոշում ենք հաճախականությունը՝ օգտագործելով ստացողի սանդղակը: եթե ընդունիչի սանդղակը տրամաչափված է ռադիոալիքների հաշվիչներով, ապա այն ՄՀց հաճախականության վերածելու համար մենք օգտագործում ենք ամենապարզ բանաձևը F = 300/L (ալիքի երկարությունը մետրերով):

Այսպիսով, երբ ես առաջին անգամ միացրեցի այն, ստացա ավելի ցածր GPA-ի գեներացման հաճախականություն 3120-3400 կՀց միջակայքում (կախված թյունինգի միջուկի դիրքից), ինչը ցույց է տալիս, որ ցանկալի է նախնական հաճախականությունը բարձրացնել 10-12-ով: տոկոսով, և, համապատասխանաբար, դրա համար անհրաժեշտ է նվազեցնել շղթայի հզորությունը 20-24% -ով: Դա անելու ամենահեշտ ձևն է ընտրել C8-ը, որը հավասար է 620pF: Այս փոխարինումից հետո, կառուցելով կծիկի միջուկը, մենք հեշտությամբ կարող ենք GPA թյունինգի տիրույթը տեղափոխել անհրաժեշտ տիրույթ (3490-3565 կՀց), որը համապատասխանում է 6980-7130 կՀց հաճախականությունների ընդունմանը: Այնուհետև մենք միացնում ենք ալեհավաքը, KPI կոճակը դնում ենք միջին դիրքի, այսինքն՝ գործառնական տիրույթի մեջտեղում, և շարժելով L1 կծիկի միջուկը, մենք կարգավորում ենք մուտքային շղթան՝ առավելագույնի հասցնելու աղմուկը և օդային ազդանշանները: Եթե ​​առավելագույնին հասնելուց հետո միջուկը պտտելիս նկատվում է աղմուկի նվազում, դա ցույց է տալիս, որ մուտքային սխեման ճիշտ կազմաձևված է, մենք միջուկը վերադարձնում ենք առավելագույն դիրքի և կարող ենք սկսել սիրողական SSB կայանների որոնումը և ըստ հերթականության փորձարկել լսելը: գնահատել ՊՄԳ-ի որակը։ Եթե ​​միջուկը պտտելով (երկու ուղղություններով) հնարավոր չէ ամրագրել հստակ առավելագույնը, այսինքն՝ ազդանշանը շարունակում է աճել, ապա մեր միացումը սխալ կազմաձևված է, և անհրաժեշտ կլինի ընտրել կոնդենսատոր: Այսպիսով, եթե ազդանշանը շարունակում է աճել, երբ միջուկը լիովին պտտվում է, ապա C2 շղթայի թողունակությունը, որպես կանոն, պետք է կրճատվի (եթե կծիկի նախնական հաշվարկն ավարտված է առանց սխալների), բավական է սահմանել հաջորդ ամենամոտ արժեքը: - իմ տարբերակում դա 390pF է: Եվ կրկին մենք ստուգում ենք մուտքային սխեման ռեզոնանսին կարգավորելու հնարավորությունը: Ընդհակառակը, եթե ազդանշանը շարունակում է նվազել, երբ միջուկը լիովին պտտվում է, C2 շղթայի հզորությունը պետք է մեծացվի:

ՊՄԳ փորձարկման արդյունքների վերլուծություն և դրա արդիականացում:Ինչպես վերը նշվեց, ՊՄԳ-ի առաջին հեռարձակումը ցույց տվեց դա

1. Ձայնը որոշ չափով զնգացող էր, սպեկտրի մեջ սեղմված և ականջի համար շատ տհաճ։

2. Բավականաչափ մեծ PPP ալեհավաքի միացումը հանգեցնում է ինտերֆերիայի՝ կապված սիրողական խմբին մոտ հաճախականությամբ տեղակայված հեռարձակման կայաններից հզոր AM ազդանշանների ուղղակի հայտնաբերման հետ:

Վերը թվարկված հերթականությամբ վերլուծենք այս խնդիրների վերացման պատճառներն ու ուղիները։ Եվ այստեղ մենք ունենք հենց նախնական պատրաստման ժամանակ ստացված տրանզիստորների պարամետրերը։

1. Ականջակալների թեստային միացումը հեղինակային TPP-ին ցույց տվեց, որ դրանք լավ աշխատանքային վիճակում են և բավականին լավ են հնչում, թեև, իհարկե, ոչ Hi-Fi: Պարզվում է, որ խնդիրը նրանց մեջ չէ, այլ ցածր հաճախականության ուղու անհաջող ընտրված տարրերի մեջ (նկ. 5), որոնք պատասխանատու են դրա ընդհանուր հաճախականության արձագանքի ձևավորման համար։ Նման չորս տարրեր կան.
   • Ցածրանցիկ ֆիլտր C3L3C5, պատրաստված ըստ U-աձև սխեմայի՝ մոտավորապես 3 կՀց անջատման հաճախականությամբ, որն ապահովում է հորիզոնական հաճախականության արձագանք միայն բնորոշ բեռին հավասար բեռի դեպքում, որը դիագրամում նշված տարրերի համար մոտավորապես 1 է։ կՕմ [5]: Ֆիլտրի անհամապատասխանության դեպքում դրա հաճախականության արձագանքը փոքր-ինչ փոխվում է. երբ այն բեռնված է բնորոշ արժեքից մի քանի անգամ պակաս դիմադրության վրա, հաճախականության արձագանքը նվազում է մի քանի դԲ-ով անջատման հաճախականության շրջանում, հակառակ դեպքում՝ նկատվում է բարձրացում. Աուդիո սպեկտրի վերին հաճախությունների մի փոքր բարձրացումը օգտակար է հասկանալիությունը բարելավելու համար, ուստի իրական միացումում նպատակահարմար է բեռնել ֆիլտրը բնութագրականից 1,5-2 անգամ ավելի մեծ դիմադրությամբ: Բայց եթե ցածր անցումային ֆիլտրի բեռնվածքի դիմադրությունը զգալիորեն ավելի բարձր է, ապա հաճախականության արձագանքը ձեռք կբերի ընդգծված ռեզոնանս, ինչը կհանգեցնի ստացված ազդանշանի սպեկտրի նկատելի աղավաղմանը և տհաճ «զանգի» տեսքին: Հարկ է նշել, որ վերը նշվածը ճիշտ է ցածր անցումային ֆիլտրի կծիկի բավականաչափ բարձր որակի գործակիցով (ավելի քան 10-15) - դրանք, որպես կանոն, օղակների վրա փաթաթված պարույրներ են և բարձր թափանցելիության զրահապատ ֆերիտային միջուկներ: Փոքր չափի ցածր հաճախականության տրանսֆորմատորների կամ մագնիտոֆոնների հիման վրա պատրաստված պարույրների համար որակի գործակիցը զգալիորեն ցածր է, և լսողականորեն նկատելի ռեզոնանսային երևույթները (զանգը) գործնականում աննկատ են նույնիսկ օպտիմալից 5-7 անգամ ավելի մեծ բեռի դեպքում: Մեր շղթայում բեռի դերը խաղում է ULF-ի մուտքային դիմադրությունը, կամ ավելի ճիշտ կասկադի մուտքային դիմադրությունը տրանզիստորի T2-ի վրա, որը կապված է OE-ի հետ շղթայի համաձայն: Եկեք սահմանենք այն. OE Rin2=Bst*Re2-ով շղթայի համար, որտեղ Re2-ը տրանզիստորի T2 էմիտերային հանգույցի դիմադրությունն է, այն կարելի է բավականին ճշգրիտ որոշել՝ օգտագործելով Re2=0.026/Ik2 էմպիրիկ բանաձևը (այսուհետ՝ բոլոր արժեքներն արտահայտվում են վոլտերով. ամպեր և ohms): Այսպիսով, Ik2=(Upit-1.2)/R4=(9-1.2)/10000=0.0008A, Re2=0.026/0.0008=33 ohm և Rin2=90*33=2.97 kOhm։ Սա PPP-ի «զանգի» ձայնի առաջին պատճառն է՝ ցածր անցումային ֆիլտրի չափազանց բարձր բեռը: Պահանջվող բեռը ապահովելու համար C5-ին զուգահեռ տեղադրում ենք 3,3 կՕմ դիմադրություն։ Եթե ​​դուք օգտագործում եք տրանզիստոր Vst = 30-50-ով, ապա ULF մուտքային դիմադրությունը մոտ է պահանջվողին (1,2-1,6 կՕմ), և լրացուցիչ ռեզիստորի կարիք չկա:
   • բաժանարար C9 կոնդենսատոր, որը ULF ներածման դիմադրությամբ կազմում է միակողմանի բարձր անցումային ֆիլտր, որն ունի Fср=1/(6.28*Rin2*С9)=1/(6.28*2970*0.0000001)=536 Հց։ Սա է պատճառը, որ սպեկտրը «սեղմվում» է ներքևից։ Ավելին, եթե դուք օգտագործում եք տրանզիստոր Vst = 30-50, ապա իրավիճակն ավելի վատ է. մուտքային բարձր անցումային ֆիլտրի անջատման հաճախականությունը կավելանա մինչև 1000-1500 Հց!!! Ապահովելու համար, որ PPP-ի հաճախականության արձագանքի ստորին մասը կախված չէ տրանզիստորի պարամետրերի տարածումից, C9 հզորությունը պետք է ավելացվի 3-4 անգամ, այսինքն. ընտրեք 0,33-0,47 μF:
   • կոնդենսատոր C10, շունտային ռեզիստոր R5, վերացնում է ընդհանուր (ամբողջ ULF-ի համար) բացասական արձագանքը Fav=1/(6.28*R5*C10)=60Hz-ից բարձր հաճախականությունների փոփոխական հոսանքի վերաբերյալ, և այստեղ, առաջին հայացքից, ամեն ինչ ճիշտ է թվում, բայց...
     Եկեք նայենք թզ. 7, որը ցույց է տալիս ULF ելքային փուլի էմիտերային մասի համարժեք սխեման: Ինչպես տեսնում եք, տրանզիստորի T3 թողարկիչի դիմադրությունը միացված է C10 կոնդենսատորի հետ և նրանք կազմում են դասական բարձր հաճախականության ուղղման միացում, այսինքն՝ բարձր անցումային ֆիլտրին համարժեք շղթա, որը ճնշում է ցածր հաճախականությունները անջատման հաճախականությամբ Fav=: 1 / (6.28 * Re3 * C10). T3 տրանզիստորի էմիտերի դիմադրության Re3 = 0,026/0,002 = 13 ohms արժեքը և, հետևաբար, ելքային փուլի ՌԴ ուղղիչ շղթայի անջատման հաճախականությունը Fav = 2,6 կՀց!!! Ահա ներքևից «սեղմված» սպեկտրի երկրորդ պատճառը. Եթե ​​ձեր T3 կոլեկցիոների հոսանքն ավելի քիչ է (հեռախոսների սերիական միացումով տարբերակի համար՝ 1 մԱ, այսինքն՝ ռեզիստոր R5 = 1,2-1,5 կՕհմ), ապա Fav = 1,3 կՀց, որը դեռ չափազանց անընդունելի արժեք է տալիս։ Պետք է նշել, որ իրական միացումում այս շղթայի նկատելի ազդեցությունը հաճախականության արձագանքի անկման վրա ներքևից տրանզիստորի T3 համեմատաբար փոքր Vst-ում (70-100-ից պակաս) ազդում է ավելի ցածր հաճախականությունների վրա՝ մոտ 500-600 Հց: Բայց հենց որ մենք մեծացնենք տրանզիստորի Vst-ի արդյունավետ արժեքը (T3 մուտքագրում ենք լրացուցիչ էմիտերի հետևորդ - տես ստորև՝ փոփոխության նկարագրությունը), այն կհայտնվի իր ողջ փառքով, այսինքն՝ ցածր -6 դԲ թեքությամբ հաճախականության շրջադարձը կլինի ամբողջ տիրույթում մինչև 2,6 կՀց անջատման հաճախականությունը: Հետևաբար, որպեսզի PPP-ի հաճախականության արձագանքի ստորին մասը կախված չլինի տրանզիստորների աշխատանքային ռեժիմներից և դրանց պարամետրերից, C10-ի հզորությունը պետք է ավելացվի 10-20 անգամ, այսինքն. ընտրել 47-100uF:
   • C12 կոնդենսատորը, որը զուգահեռ միացված ականջակալների ինդուկտիվության հետ միասին կազմում է մոտավորապես 1,2 կՀց հաճախականությամբ ռեզոնանսային միացում։ Բայց ես ուզում եմ անմիջապես նշել, որ ոլորունների մեծ ակտիվ դիմադրության պատճառով վերջիններիս որակի գործոնը ցածր է. -6 դԲ մակարդակում անցման գոտին մոտավորապես 400-2800 Հց է, հետևաբար դրա ազդեցությունը ընդհանուր հաճախականության արձագանքի վրա պակաս նշանակալից, քան նախորդ կետերը, և ունի օժանդակ զտման և հաճախականության արձագանքի մի փոքր ուղղման բնույթ: Այսպիսով, հեռագրասերները կարող են ընտրել C12 = 68-82nF, դրանով իսկ մենք կտեղափոխենք ռեզոնանսը մինչև 800-1000 Հց հաճախականություններ: Եթե ​​ազդանշանը ձանձրալի է, և խոսքի ազդանշանի հասկանալիությունը բարելավելու համար անհրաժեշտ է ապահովել վերին հաճախականությունների բարձրացում, կարող եք վերցնել C12 = 22 nF, որը կբարձրացնի ռեզոնանսը մինչև 1,8-2 կՀց: Հեռախոսները շարքով միացնելու հնարավորության համար անհրաժեշտ է կրճատել C12 կոնդենսատորի նշված արժեքները 4 անգամ:

1. Մեր PPP-ի DD-ն ընդլայնելու համար անհրաժեշտ է առավելագույնի հասցնել իր ULF-ի հզորությունը, ինչը թույլ կտա ավելի ցածր ազդանշանի մակարդակներ մատակարարել խառնիչի մուտքին՝ պահպանելով նույն ծավալը և ապահովելու հնարավորություն արագ կարգավորելու մակարդակը: մուտքային ազդանշան, և փաստորեն, DD ընդունիչին միացնել օդային ազդանշանների DD-ին:

Փորձնական լսումը ցույց տվեց, որ PPP-ի սեփական աղմուկի մակարդակը շատ ցածր է. աղմուկը հազիվ լսելի է: Սա նշանակում է, որ մենք հնարավորություն ունենք առնվազն մի քանի անգամ բարձրացնել ULF-ի ընդհանուր շահույթը` այն մակարդակի, երբ հեռախոսներում լսվող PPP-ի ներքին աղմուկը չի հասնում անհարմարության շեմին, - հեռախոսների հետ աշխատելիս, ըստ հեղինակի, սա. մակարդակը մոտավորապես 15-20 մՎ է: Տեսական վերլուծությունը ցույց է տալիս, որ մեր ULF սխեմայի լարման ավելացումը (երկու կասկադ OE-ով միմյանց հետ գալվանական միացումով) առաջին մոտավորմամբ Kus = (Vst3*Rteleph*Ik2)/0.026, այսինքն՝ հիմնականում կախված է միայն կոլեկտորի հոսանքից։ առաջին փուլ, ստատիկ գործակից Երկրորդ փուլի տրանզիստորի T3 հոսանքի ուժեղացումը և հեռախոսների դիմադրությունը (և, որքան էլ տարօրինակ թվա, գործնականում կախված չէ մուտքային փուլի տրանզիստորի T2 Vst-ից): Բանաձևի այս երեք բաղադրիչներից երկուսը բավականին կոշտ են նշված: Iк2 =0,5-0,9 մԱ որոշվում է առաջին փուլի նվազագույն աղմուկի ստացման պայմանով, Rtel-ը նույնպես հնարավոր չէ փոխել (ենթադրվում է, որ հեռախոսներն արդեն սերիական միացված են պարկուճներով)։

Մնում է միայն ինստ. Բայց ինչպես? Հեղինակը մեծ դժվարությամբ, անցնելով տասնյակ պատգամավորների միջով (սովորաբար ունենալով Vst = 30-50), գտավ մեկ MP41A Vst = 110 (կարելի է ասել բացառիկ), բայց մեզ պետք է ավելի մեծ մեկը, 5-ը մեկ անգամ: 7, Vst?

Լուծումը բավականին պարզ է՝ տեղադրեք էմիտերի հետևորդ երկրորդ փուլի մուտքում: Այս դեպքում ընդհանուր Vst = Vst3 * Vst4 արտադրանքը և նույնիսկ նվազագույն Vst = 30 տրանզիստորների դեպքում ընդհանուր Vst = 900-ն ավելի քան բավարար է: Արդյունքում, շղթայի աննշան բարդության պատճառով (մենք ավելացրեցինք մեկ տրանզիստոր և ռեզիստոր), մենք մի քանի անգամ ավելացրինք Kus-ը (իմ տարբերակով -5-7) և միևնույն ժամանակ հնարավորություն ստացանք օգտագործել ՑԱՆԿԱՑԱԾ ՍՊԱՍԱՐԿելի տրանզիստորներ։ ULF-ում, առանց նախապես Vst-ի ընտրության, արդյունքների լավ կրկնելիությամբ:

Մուտքային ազդանշանի մակարդակի գործառնական կարգավորումը, այսինքն, իրականում DD ստացողի զուգակցումը ցամաքային ազդանշանների DD-ի հետ, ամենահեշտն է իրականացնել 10-22 կՕհմ սովորական պոտենցիոմետրի միջոցով, որը միացված է ալեհավաքի և մուտքային սխեմայի միջև:

Նույն պոտենցիոմետրը նաև բավականին արդյունավետ է կատարում ձայնի վերահսկման գործառույթները: Այժմ չկա AM-ի միջամտություն (նույնիսկ ամենապարզ ցածր-Q մեկ շղթայի նախընտրիչով!) և դուք կարող եք լսել ամբողջ տիրույթը, ընդհուպ մինչև բուն հեռարձակողի հաճախականությունը: Խաբեությունն այն է, որ այժմ ցածր հաճախականության ուղու ուժեղացումն այնպիսին է, որ լրիվ չափի ալեհավաքը միացնելիս PPP օգտագործողը պարզապես ստիպված է ականջները փրկելու համար նվազեցնել ալեհավաքից մուտքային ազդանշանի մակարդակը ( ծավալը), և դրանով իսկ խառնիչի մեջ մտնող միջամտության մակարդակը: Սկզբունքորեն, եթե դուք ունեիք մեծ ալեհավաք, կարող եք անմիջապես տեղադրել 10-20 դԲ չփոխարկվող թուլացուցիչ, բայց ես դա չարեցի, քանի որ Շատ հավանական է, որ մեր ՊՄԳ-ն իր արդյունավետության և ինքնավար էլեկտրամատակարարման շնորհիվ իր կիրառումը գտնի ոչ ստացիոնար պայմաններում, օրինակ՝ բնություն դուրս գալիս, պատահական ալեհավաքով կամ պարզապես մի կտոր մետաղալարով, իսկ հետո՝ ավելորդ զգայունությունը չի լինի:

Երբ PPP-ն սնուցվում է Krona մարտկոցով կամ կուտակիչով, քանի որ դրանք լիցքաթափվում են, մատակարարման լարումը կնվազի 9,4-ից մինչև 6,5-7 Վ, ստացողը կպահպանի իր ֆունկցիոնալությունը, բայց միևնույն ժամանակ GPA-ի թյունինգի տիրույթը նկատելիորեն կաճի: հերթափոխ. Եթե ​​դուք նախատեսում եք սարքավորել այս ՊՄԳ դիզայնը բավականին ճշգրիտ մեխանիկական մասշտաբով, իմաստ ունի ապահովել GPA-ի գործառնական ռեժիմի կայունացումը: Ի տարբերություն լարման կայունացուցիչների (ինտեգրված կամ դիսկրետ տարրեր) օգտագործող ստանդարտ լուծումների, որոնք լրացուցիչ հոսանք են սպառում իրենց կարիքների համար, մենք, PPP-ի արդյունավետությունը պահպանելու համար, կօգտագործենք GPA հոսանքի կայունացուցիչ (և իրականում տրանզիստորի T1 կոլեկտորային հոսանքը): T5 դաշտային տրանզիստորի վրա (հնարավոր է օգտագործել KP302,303,307 շարքի գրեթե ցանկացած դաշտային աշխատող, որն ունի առնվազն 2-3 մԱ արտահոսքի սկզբնական հոսանք):

GPA-ի ելքային լարումն այժմ ճշգրտվում է՝ ընտրելով R9 ռեզիստորը, որը տեղադրման ընթացքում կարող է հարմար փոխարինվել 3,3-4,7 կՕհմ հարմարվողականությամբ: Օպտիմալ GPA լարումը սահմանելուց հետո մենք չափում ենք ստացված դիմադրության արժեքը և հաստատունը դնում ենք ամենամոտ արժեքին:

Շղթայում վերը նշված ճշգրտումները կատարելուց հետո PPP-ի ձայնը ստացավ բնական, բնական երանգ և հեռարձակումը լսելը դարձավ ավելի հարմարավետ:

Հետագա գործիքային չափումները ցույց տվեցին, որ զգայունությունը (s/n = 10 դԲ) կազմում է մոտավորապես 1,5-1,6 μV, այսինքն՝ աղմուկի նվազեցված մակարդակը մոտավորապես 0,5-0,55 մկՎ է: Ընդհանուր աղմուկի մակարդակը PPP-ի ելքում 12,5-13 մՎ է: Total Kus-ը ավելի քան 20 հազ. 30% AM ազդանշանի մակարդակը 50 կՀց անջատման ժամանակ, որը ստեղծում է միջամտություն (AM-ի ուղղակի հայտնաբերման պատճառով) աղմուկի մակարդակում, մոտ 10-11 մՎ է, այսինքն, մեր DD2 ընդունիչը պարզվեց, որ 86 դԲ-ից ոչ ավելի վատ է: գերազանց արդյունք՝ VPD խառնիչի հնարավոր հնարավորությունների մակարդակով: Համեմատության համար նշենք, որ ներկայումս հայտնի PPP-ն, որը հիմնված է 174XA2-ի վրա, ունի DD2 ընդամենը 45-50 դԲ:

Եզրակացություն. Ինչպես տեսնում եք, ոչ, պարզվեց, որ այդքան պարզ է, այս պարզ ՊՄԳ-ն: Բայց PPP տեխնիկան շատ ժողովրդավարական է (այդ իսկ պատճառով այն փառահեղ է) և թույլ է տալիս նույնիսկ սկսնակ ռադիոսիրողներին պատրաստել և կարգավորել շատ պարկեշտ ձևավորումներ պարամետրերի առումով՝ օգտագործելով պարզ, բառացիորեն իմպրովիզացված միջոցներ տանը: Եվ, անկեղծ ասած, ես վաղուց չէի ստացել այնպիսի հաճույք և ստեղծագործական բավարարվածություն, որքան այդ չորս օրերի ընթացքում, երբ ստեղծում էի և խարխափում էի այս ՊՄԳ-ի «ռեկը»։ Արդարության համար պետք է նշել, որ RA3AAE-ի նմանատիպ (երեք տրանզիստորների վրա) PPP նախագծերում, օրինակ վերջին [6]-ում, նման խնդիրներ չկան, բացառությամբ, հնարավոր է, մեծ Vst-ի (ինչը շատ հավանական է KT3102-ի համար): , ցածր անցումային ֆիլտրի ծանրաբեռնվածությունը մեծ է, այնպես որ, եթե ձայնը PPP-ն «զանգում է», հուսով եմ, դուք հիմա գիտեք, թե ինչպես է այն վերաբերվում:

,