Mevcut (modern) parçalardan basit bir doğrudan dönüştürme alıcısı. Mevcut (modern) parçalardan basit bir doğrudan dönüştürme alıcısı Üç Polyakov transistörlü bir doğrudan dönüştürme alıcısı

Basit bir PPP inşa ediyorum

Geçenlerde sekiz yaşındaki oğlum "havyaya katılmaya" karar verdi ve benden onunla bir tür alıcı yapmamı istedi. Evde cihazlardan - yalnızca bir Çin dijital multimetre olduğu gerçeğini dikkate alarak, seçimim zaten efsanevi PPP V.T. Polyakov'a düştü. Bu alıcıyı 80'lerde zaten yaptım ve o sadece gitti Güzel anılar. Ama o yıllarda ne deneyimim ne de normal enstrümanlarım vardı ve tabii ki hiçbir enstrümantal ölçüm yapılmadı - işe yaradı ve tamam. Ve şimdi bu tasarımı tekrarlama ve cihazlarla test etme cazibesine direnmek zordu, ancak asıl mesele sesini benim PPP'mle karşılaştırmak.40m bandında aynı masaüstünde aynı antende (10-12m yükseklikte 10-12m teller) çalışırken - parazit açısından IFR için en zor olanıdır, çünkü güçlü yayın yapan radyo istasyonları frekans olarak çok yakındır ve alıcı bu aralıkta iyi çalışırsa diğer herkeste sorunsuz çalışır. Dahası, özellikle germanyum transistörler üzerindeki PPP varyantıyla ilgileniyordum (zaten modası geçmiş olmasına rağmen - ancak birçok radyo amatörü onları çok eski zamanlardan beri her biri yarım kova komodinin içinde tutuyor), çünkü. yazar, alıcıların veya sadece ULF'nin daha yumuşak sesini sağladıkları varsayılan meslektaşlarıyla birkaç kez görüştü. Ve şimdi, çok fazla acele etmeden, iki akşam oğlum (benim sıkı rehberliğim altında) alıcıyı lehimledi, modları kontrol etti, GPA'yı ayarlamak için birkaç dakika daha ve nefesini tutarak anteni bağladık (Şekil 1) ).

Ne yazık ki, akşam vakti (22-00 Şubat Moskova saatindeydi), neredeyse hiç geçiş yok ve tüm aralıktaki kulaklıklarda yalnızca sağır edici ıslıklar, sesler ve ... Çinli bir yayıncı duyuluyor. Sabah işe gitmeden önce PPP'yi tekrar açtık. Geçiş iyiydi, amatör istasyonların sesi yüksek ve bazen sağır edici geliyordu, ancak ses bir şekilde çınlıyordu, spektrum boyunca kenetlenmiş ve kulağa çok hoş gelmiyordu. Ve yine, neredeyse tüm aralıkta, çok daha sessiz olmasına rağmen, yukarıda belirtilen yayıncı duyuldu. Çocuğun hayal kırıklığı sınır tanımıyordu ve acilen bu genel olarak basit tasarımı dikkatlice analiz etmem ve onu evde en iyi şekilde yapılandırmanın yollarını aramam gerekiyordu, aslında sadece ucuz bir test cihazına ve geleneksel bir yayın alıcısına sahiptim (bunda durum, ISIM-003) bir kontrol olarak ve ayrıca ana parametreleri iyileştirmenin olası yolları.

Çeşitli forumlarda zaman zaman çıkan mesajlara bakılırsa, çok sayıda acemi radyo amatörü benzer sorunlarla karşı karşıya. Bu yansımaların bir sonucu olarak, asıl görevi acemi bir radyo amatörüne evde basit bir PPP'nin nasıl yapılacağını ve doğru şekilde yapılandırılacağını ayrıntılı olarak anlatmak olan bu makale ortaya çıktı.

Öyleyse başlayalım. Ölçüm cihazlarından yalnızca bir Çin dijital multimetre DT-830V'ye sahip olduğumuz gerçeği göz önüne alındığında, devreyi en uygun şekilde yapılandırmak ve içinde gerçekleşen süreçleri doğru bir şekilde anlamak için, bazı ön hazırlıklar yapmamız ve almaya çalışmamız gerekiyor. ana parçaların parametreleri hakkında mümkün olduğunca fazla bilgi (bu, ileride göreceğimiz gibi, devrenin çalışmasını analiz ederken ve çalışmasını iyileştirmenin yollarını ararken bizim için çok faydalı olacaktır). Ana detayların seçimine geçiyoruz.

1. Transistörler. Açıklamada belirtildiği gibi, hemen hemen tüm düşük frekanslı p-p-p transistörler, düşük frekanslı bir amplifikatör için uygundur. Bununla birlikte, V3'ün düşük gürültülü olması (P27A, P28, MP39B) ve her iki transistörün akım aktarım katsayısının en az 50-60 olması arzu edilir. .2) ve mevcut kopyalardan gerekli olanları seçin. Bu ölçümlerin sonuçlarının gösterge olarak ele alınması gerektiğine dikkat edilmelidir, çünkü özellikle germanyum transistörler için büyük bir hata mümkündür. DT-830V multimetre (ve benzeri Çinliler) için bu modun bir özelliği, ölçümün tabana 10 μA'lik sabit bir akım uygulandığında gerçekleştirilmesidir. germanyum transistörlerin bazı örnekleri, okumaların orantılı olarak fazla tahmin edilmesine yol açan karşılaştırılabilir bir toplayıcı tabanlı ters akıma sahip olabilir. Ama bizim durumumuzda kritik değil.

2. Karıştırıcı diyotları, KD503,509, 512, 521,522 serisinden herhangi bir yüksek frekanslı silikon olabilir, ancak ithal 1N4148 ve benzeri daha iyidir. Karşılanabilir ve ucuzdurlar (0,01 ABD doları), ancak ana avantaj, yerli olanlara kıyasla önemli ölçüde daha küçük bir parametre dağılımıdır. Diyot süreklilik modunda DT-830V multimetreyi açarak doğrudan dirençle de olsa bir çift halinde almanız önerilir. Fotoğraf (Şekil 3), elliden fazla 1N4148 diyotun kontrol edilmesi ve seçilmesinin sonucunu göstermektedir. Gördüğünüz gibi, doğrudan dirençteki dağılımları son derece küçüktür ve bu arada, çok diyotlu karıştırıcılar oluşturmak için güvenle önerilmelerini sağlar. Karşılaştırma için, aşağı yukarı yakın değerlere sahip bir çift yerli KD522 almak için 2 düzine diyottan geçmek zorunda kaldım.

3. KPI herhangi bir şey olabilir, ancak her zaman bir hava dielektrik ile olabilir, aksi takdirde kabul edilebilir bir GPA kararlılığı elde etmek zor olacaktır. Hala radyo pazarlarımızda sıklıkla bulunan eski endüstriyel alıcıların (Şekil 4) VHF bloklarından alınan KPI'lar çok uygundur. Bir SSB istasyonuna ayarlamayı çok daha kolaylaştıran yerleşik bir 1:3 çeviriciye sahiptirler. Her iki bölümü paralel bağlayarak yaklaşık 8-34pF'lik bir kapasitans elde ederiz.

Bir çekme kapasitörünün hesaplanması oldukça basittir. Seri bağlı kapasitörlerin toplam veya eşdeğer kapasitansı Cekv = (Skpe * Crast) / (Ckpe + Crast).

Buradan, deneme değerlerinin birkaç ikamesi ile aradığınızı elde edebilirsiniz. Dolayısıyla, örneğin Speedola = 360pF'den KPI'nın maksimum kapasitansı ile, KPI'nin eşdeğer kapasitansını (önceki örnekten = 34pF) almamız gerekir. Deneme değerlerini değiştirerek 39pF'yi buluyoruz.

4. Elektromanyetik kulaklıklar, mutlaka yüksek dirençli (yaklaşık 0,5H endüktanslı ve 1500 ... 2200 Ohm DC dirençli elektromıknatıs bobinleriyle), örneğin TON-1, TON-2, TON-2m tipi, TA-4, TA- 56m. Seri bağlandığında, yani birinin "+"sı diğerinin "-"sine bağlandığında, doğru akım için toplam direnci 3,2-4,4 kOhm, alternatif akım için, 1 kHz frekansta yaklaşık 10-12 kOhm'dur. . Böylece RA3AAE'nin orijinal IFR şemasına dahil edilirler, bu yüzden onları bırakmak mantıklıdır. Benim versiyonumda, TON-2 telefonlar paralel olarak bağlandı, bu da Radio-76'nın çalışması sırasında bir seferde çok fazla ses elde etmeyi mümkün kıldı, çünkü direnç 4 kat daha az (her ikisi de doğru akımda 800-1.1 kOhm) ve alternatif akımda - yaklaşık 3,5-4 kOhm), buna göre çıkış gücünde 4 kat artış sağladı. Artık seri bağlantıya değiştirmedim - bu kritik değil, ancak deneyimin gösterdiği gibi, ortaya çıkan ses seviyesi hala aşırı ve bu PPP için telefonların seri bağlantısını uygulamak daha iyi.

5. LPF indüktörü. Makalede belirtildiği gibi, 100 mH endüktanslı L3 alçak geçiren filtre bobini, 2000NN ferritten yapılmış ve 250 tur PELSHO 0.1-0.15 tel içeren bir K18X8X5 manyetik devre üzerine sarılmıştır. K10X7X5 manyetik devresini aynı ferritten, dönüş sayısını 300'e veya K18X8X5'i 1500NM veya 3000NM ferritten kullanabilirsiniz (bu durumda, sargı sırasıyla 290 ve 200 dönüşten oluşmalıdır). Uygun bir hazır olanı da kullanabilirsiniz, örneğin, küçük boyutlu transistör alıcılarından çıkış transformatörünün birincil sargısının yarısını veya bir kaset kayıt cihazının evrensel manyetik kafalarının sargılarından birini kullanarak. 105 mGot için demonte bir endüstriyel alçak geçiren filtre D3.4 için hazır bir bobin kullandım. İÇİNDE son çare filtre bobini 1-1,3 kΩ dirençle değiştirilebilir. Ancak yine de bundan kaçınmak daha iyidir çünkü alıcının seçiciliği ve hassasiyeti zaten çok yüksek değildir ve gözle görülür şekilde bozulacaktır.

6. HF'ye indüktörler (PDF ve GPD). Bu indüktörlere özel dikkat gösterilmelidir, çünkü kalitelerine çok şey bağlıdır: alıcı hassasiyeti, yerel osilatör frekans kararlılığı, seçicilik. Ve forumlardaki iletişim deneyiminin gösterdiği gibi, acemi radyo amatörleri için en büyük zorluklara neden olan şey onların üretimidir, çünkü. Yazarınkiyle aynı çerçeveleri elde etmek (satın almak) mümkün olmayacak veya alıcıyı farklı bir aralıkta yeniden oluşturmak isteyeceksiniz. Bu durumda, en azından en basit ön ek olan bir endüktans ölçerin varlığı büyük ölçüde yardımcı olacaktır..

ama daha önce anlaştığımız gibi, bir multimetre ve HF bandına sahip bir ev yayın alıcısından başka bir şeyimiz yok - bir veya daha fazla uzatılmış - kritik değil, bende Ishim-003 var. Bu durumda bobinler nasıl doğru seçilir (hesaplanır) ve yapılır?

Öncelikle devrenin rezonans frekansının bilinen Thomson formülü ile belirlendiğini hatırlatmama izin verin.

F, MHz cinsinden frekanstır, L - μH cinsinden endüktans, C - pF cinsinden kapasitans

Her bir rezonans frekansı için, L * C çarpımı sabit bir değerdir, L'yi bilinen C ile hesaplamanın kolay olduğunu ve bunun tersinin de geçerli olduğunu bilir. Yani amatör bantların ortası için L * C (μH * pF) çarpımı 28 MHz - 32.3, 21 MHz - 57.4, 14 MHz - 129.2, 7 MHz - 517, 3.5 MHz - 2068, için 1 ,8 MHz - 7400. L ve C'nin belirli değerlerinin seçimi belirli sınırlar içinde oldukça keyfidir, ancak amatör uygulamada iyi, zamana göre test edilmiş bir kural vardır - 28 MHz aralığı için bir endüktans alın sırasıyla yaklaşık 1 μH ve kapasitans, yaklaşık 30pF. Frekansta bir azalma ile, kapasitörün kapasitansını ve bobinin endüktansını eşit olarak doğru orantılı olarak artırırız. Böylece 7 MHz (giriş devresi) frekansı için önerilen 120pF ve 4,3 μH değerleri ve 3,5 MHz (GPA devresi) 240 ve 8,6 μH elde edilir.

Ancak pratikte, genellikle, özellikle tartışılan şema için, değerlerdeki büyük farklılıklar kabul edilebilir - bazen işin kalitesi üzerinde gözle görülür bir etki olmadan. Ve çoğu zaman, oldukça yavan şeyler belirleyici kriter haline gelir:

1. Gerekli değerlere yakın endüktansa sahip hazır bobinlerin mevcudiyeti. Kural olarak, bir radyo amatörünün "komodininde" birkaç eski, bozuk alıcı, "bağışçı" ve yeni tasarımlar için parça tedarikçisi olarak hizmet veriyor. ve alıcımız için çoğu değişiklik yapılmadan bitmiş şekle sığabilen bobinler. Endüktansı ölçme fırsatımız olmadığı için, referans verilerini arayabiliriz - en gerçekçi şekilde, daha önce toplu miktarlarda üretilen ev aletleriyle ilgili referans kitaplarında. Şimdi internette çok etkili arama motorları, bu nedenle bu tür dizinleri elektronik biçimde bulmak sorun değil.

Bitmiş bobinlerin seçimi için temel gereksinim, dönüşlerin 1/3 ... 1/4 (kritik olmayan) kısmından bir kılavuz (veya bağlantı bobini) bulunmasıdır. Yani PPP'm için "bağışçı" eski "Sonata" idi. GPA'da, 3,6 μH (26,5 tur döngü bobini ve 8 tur iletişim bobini) endüktanslı bir KV-2 yerel osilatör devresi kurdum ve daha uygun bir devre olmadığında kurduğum giriş devresine biri, 1,2 μH endüktanslı bir KV-4 bobini (3,5'ten dokunuşla 15 tur) - görebileceğiniz gibi, ikincisi optimumdan çok uzak ve yine de bu çözüm oldukça verimli ve aşağıda göreceğimiz gibi , mikserin potansiyelinin neredeyse tamamen gerçekleşmesini sağlar.

2. Diğer bir kriter, mevcut KPI ile gerekli ayar aralığını sağlamak için devre kapasitansının seçimidir. Hesaplama oldukça basit. göreli bant genişliği, örneğin 7 MHz, kenarlarda küçük bir marj = (7120-6980)/7050=0,02 veya %2. Bunu yapmak için döngü kapasitansı çift değerle yeniden oluşturulmalıdır, yani. %4 (240pF değerinden), bu sadece 9.6pF'dir ve pratik uygulamada çok uygun değildir, çünkü düşük kapasiteli bir VHF KPI için bile ve bir aktif bölümle, bir germe kapasitörü açmak gerekir, ancak maksimum 270-360pF kapasitanslı standart KPI'ları açmaya ne dersiniz? Bu nedenle, tersinden gidiyoruz - 34pF-8pF \u003d 26 pF kapasitansının yeniden yapılandırılması% 4'tür, dolayısıyla devrenin toplam kapasitansı 650pF'dir. Bu durumda endüktans 3,2 μH'dir. Bu çekirdeği hareket ettirerek endüktansta ince ayar yapma olasılığına dayanarak, pasaport endüktansı 3.6 μH (çekirdeğin orta konumu ile) olan elimizdeki bobini koyalım.

Ancak bir radyo amatörünün "stratejik" hazır bobin stoğu yoksa ne yapmalıdır? Başka seçenek yok - mevcut olan çerçevelerde onları kendiniz yapmalısınız. Kendimizi bir kumpasla silahlandırıyoruz ve bölümler varsa çapı ölçüyoruz - iç çap, bir bölümün genişliği ve aynı anda yanakların çapı, ardından çerçevenin dış muayenesini yapıyoruz - düz veya nervürlü (HF alıcı bobinleri, 100NN çekirdek veya TV'lerden gelen IF bobinleri) - kesitli tüm HF bantları için iyidir (heterodin SV, DV veya IF, çekirdek 600НН) - düşük bantlarda (160 ve 80m) en iyi sonuçlar. Bobinin dönüş sayısının hesaplanması oldukça basittir.

Ayar çekirdeğinin (orta konumda) endüktansı yaklaşık 1,3-1,5 kat (ferrit ise) veya 1,2-1,3 kat (eski TV'lerin IF bobinlerinden 10 mm uzunluğunda karbonil) artırdığı gerçeği dikkate alındığında, hesaplama bobin dönüşleri, gerekli endüktanstan düşürülen karşılık gelen sayıda kez gerçekleştirilir. Hesaplama formülleri tüm amatör radyo referans kitaplarında verilmiştir, ancak genellikle özel hesaplama programlarını kullanmak daha uygundur, örneğin MIX10, Kontur32, tek katmanlı bir bobini hesaplamak için ve her tür için uygundur. çok katmanlı - RTE.

Bu arada, aynı programlar, kaynağı bilinmeyen hazır bir bobinin endüktansını kabaca belirlemek için kullanılabilir. Prosedür aynıdır - bobin geometrisini (çap, sarım uzunluğu) ölçüyoruz, dönüş sayısını görsel olarak sayıyoruz ve bu verileri programa koyuyoruz. Hesaplama sonucunu mevcut çekirdek için endüktans artış faktörü ile çarpmayı unutmayın.

Tabii ki, endüktansın hesaplanan tanımındaki hata oldukça büyük olabilir (% 30-40'a kadar), ancak bundan korkmayın - bu aşamada endüktansın sırasını bilmek bizim için önemlidir. Gerekirse diğer her şey, RFP'yi kurma sürecinde kolayca düzeltilebilir.

GPA hakkında birkaç söz söylenmelidir. Bu PPP, OB devresine göre bağlanmış bir transistör T1 (Şekil 5.) ile kapasitif üç noktalı bir devre kullanır. Zincir R 1C 5, genlik stabilizasyonu (gridlick) işlevlerini yerine getirir, ancak bunun yanı sıra, aynı genlik stabilizasyonu işlevi (ve çok etkili bir şekilde), VPD'deki yük karıştırıcı (aynı iki taraflı diyot sınırlayıcı) tarafından gerçekleştirilir. Sonuç olarak, ters POS C8 / C7'nin kapasitanslarının 5-10 içindeki oranını ve yeterince yüksek frekanslı bir transistörü seçerken ( F gran>10 F bağımlı, bizim durumumuzda bu koşul KT312 için karşılanmıştır. F 120MHz, KT315 için F limit > 250 MHz), GPA, devrenin karakteristik empedansını değiştirirken kararlı üretim ve kararlı genlik sağlar, örn. oranlar akreditif aslında bize endüktans veya kapasitans değerlerini seçmede büyük özgürlük imkanı veren çok geniş bir aralıkta.

Csum \u003d Spar + Skpe + Seq 7.8. Bizim durumumuz için, hesaplama C7=750, C8=4700pF verir.

Bir hava dielektrikli CPI kullanımının, termal stabilizasyon için özel önlemler almadan bize neredeyse otomatik olarak GPA'nın çok yüksek bir stabilitesini sağlayacağını bir kez daha vurguluyorum. Bu yüzden, 7 MHz PPP modelim, Krona tarafından çalıştırıldığında, SSB istasyonunu muhabirin sesinin tınısında gözle görülür bir değişiklik olmadan en az yarım saat tutar, yani mutlak dengesizlik 50-100 Hz'den daha kötü değildir!

Seçtiğimiz aralığın oldukça dar bantlı olduğu gerçeğini göz önünde bulundurarak, giriş devresinin GPA ile senkronize olarak yeniden yapılandırılmasına gerek yoktur, bu nedenle devreyi biraz basitleştiririz (bkz. Şekil 5). Ve bu ön hazırlık tamamlandıktan sonra kuruluma devam edebilirsiniz.

Prototipleme için, bakır folyosu bir kesici tarafından eşit şekilde küçük kareler halinde kesilmiş, tek taraflı folyo fiberglas veya getinax parçası olan "balık" adı verilen, bunun için özel olarak hazırlanmış bir tahta kullanmak uygundur. (dikdörtgenler) kenar boyutu 5-7 mm olan. İnce zımpara kağıdı ile parıldayana kadar temizledikten sonra, küçük bir sıvı reçine tabakası (alkol solüsyonu) ile örtün - ve "balık" hazır. Üretimi için biraz çaba harcamak mantıklı, radyo mühendisliği yapmaya devam ederseniz, birden çok kez işe yarayacaktır. Fotoğrafta gösterilen maket (Şekil 1), öğrencilik günlerimde benim tarafımdan yapıldı ve çeyrek asrı aşkın bir süredir düzgün bir şekilde hizmet ediyor, bu da oldukça büyük bir maketi hızla ve minimum emekle yapmama olanak tanıyor. şemalar ve tasarımlar. Kurulum sırasında, PDF ve GPA bobinleri arasında mümkün olan maksimum mesafeyi sağlarken parçaları şemadaki gibi düzenlemeye çalışıyoruz. Biraz reasürans yaptım ve bu devrelerin ek olarak ayrılması için bobinleri devre tahtasına farklı düzlemlerde yerleştirdim (giriş yatay ve GPA dikey), ancak bobinler arasındaki mesafe 30-40 mm'den fazlaysa veya bunlar korumalıysa, bu özellikle gerekli değildir.

PPP kurmak . Parçaları monte ettikten sonra, hata olup olmadığını dikkatlice tekrar kontrol ediyoruz ve gücü - bir pil veya akümülatörü - bağlıyoruz.Telefonlarda, küçük, zar zor ayırt edilebilen ve hatta spektrum gürültüsü duyulmalıdır, eğer onunla kısık, düşük frekanslı bir gölge karıştırılırsa - şebekeden 50 Hz frekansta doğrudan alma kanıtı, bir kaynak arıyoruz. düzenimizin yakınında parazit ve en azından ayarlama sırasında onu kaldırıyoruz. Bu yüzden, onu ilk açtığımda, kaynağı havyanın yakından yerleştirilmiş bir düşürme transformatörü olduğu ortaya çıkan, onu masadan zemine aktardıktan sonra, parazit görünmez hale gelen gözle görülür bir arka plan vardı. Gelecekte, PPP'yi bitmiş bir tasarıma dönüştürürken, korumalı (metal) bir kasaya yerleştirilmesi şiddetle tavsiye edilir ve bu tür sorunlar arka planda kaybolacaktır. Alçak geçiren bobinin uçlarından herhangi birine parmağınızla dokunarak ULF'nin genel performansından eminiz. L3. Telefonlarda yüksek bir "hırıltı" duyulmalıdır. DC besleme modlarını kontrol ediyoruz - T3 yayıcıda (Şekil 6), gürültü açısından en uygun T2 modunu sağlayan 0,9-1,3V düzeyinde bir voltaj olmalıdır. Voltaj bu limitlerin üzerine çıkarsa gerekli seçimi elde ederiz. R2 direncindeki bir artışın voltajda bir artışa neden olduğu ve bunun tersi de dikkate alındığında. direnç değeri R 5, çıkış aşamasının akımını ayarlar, bu durumda yaklaşık 2mA, telefonlar paralel bağlandığında optimaldir, seri bağlantınız varsa, bu direnci aynı anda 1-1,5 kOhm'a çıkarmak daha iyidir bu PPP'nin etkinliğini biraz artıracaktır.

Ardından, GPA'yı kontrol ediyoruz. Transistör T1'in vericisindeki voltajın 6-8V'a eşit olması gerekmediğine dikkat edilmelidir (orijinal kaynakta belirtildiği gibi).) ve belki 2 ila aynı 6-8V arasında değişen normal çalışan bir devrede, örneğin benim düzenimde yaklaşık 2,4V'dur. Genel durumda bu değer birçok faktöre bağlıdır - karıştırıcı diyotların tipi, transistör Kus, POS'un derinliği, devrenin kalite faktörü, karıştırıcının devreye dahil edilme katsayısı, yani. kuplaj bobininin dönüş sayısı veya bobin musluğunun konumu, taban ve emitör devrelerindeki dirençlerin değerleri vb.

Diğer kaynaklarda, silikon diyotlu VPD'ler için benzer karıştırıcıların ayarlarını açıklarken, karıştırıcıya yaklaşık 0,7 ... 1V genlikte voltaj verilmesi önerilir - bunu kontrol edecek bir şeye sahip olmaları iyidir - bir RF voltmetre veya bir osiloskop. Ancak özünde, tüm bunlar, birçok açıdan doğru olmasına rağmen, ayarın DOLAYLI kontrol yöntemleridir, ancak çoğu zaman OPTİMAL'den uzaktır, çünkü diyotların açılış voltajı yalnızca önemli ölçüde farklılık göstermez. farklı şekiller(örneğin, KD503 en yükseklerden birine sahip, KD521 daha azına sahip, KD522 daha da azına sahip) ama aynı tip içinde. Mikser modunun doğru ve optimum ayarı, genel durumda, YALNIZCA DD ve hassasiyetin doğrudan enstrümantal kontrolünü sağlayacaktır.

Elbette tüm bunlar teorik analiz açısından çok ilginç olabilir, ancak neyse ki tüm bunlarla özel olarak uğraşmamıza gerek yok çünkü. bir VPD'deki bir mikser için, DOĞRUDAN KONTROL ile gerekli GPA voltajını ayarlamanın daha basit ve oldukça doğru bir yolu vardır;

Bunu yapmak için diyotlardan birinin sol (bkz. Şekil 6) çıkışını yardımcıya çeviriyoruz. RC zincir. Sonuç, ikiye katlama ve bir mikser için yaklaşık olarak gerçek olana eşdeğer bir yük ile klasik bir GPA voltaj doğrultucudur. Bu tür "yerleşik RF voltmetre", bize belirli diyotların çalışma modlarını doğrudan çalışma devresindeki belirli bir GPA'dan gerçekten ölçme fırsatı verir. Kontrol için direnç 0'a bağlı R DC voltaj ölçüm modunda 1 multimetre, direnç seçimi R 3, 0,35-0,45V'luk bir voltaj elde ediyoruz - bu, diyotlar için en uygun voltaj olacaktır 1 N 4148, KD522,521. KD503 kullanılıyorsa, optimum voltaj daha yüksektir - 0,4-0,5V. İşte tüm kurulum. Diyotun çıkışını tekrar yerine lehimliyoruz ve yardımcı zinciri çıkarıyoruz.

Ardından, GPA'nın frekanslarını belirlemeye ve bunları gerekli aralığa bağlamaya devam ediyoruz. Burada, yukarıda belirtildiği gibi, kritik olmayan en az bir geniş veya birkaç genişletilmiş HF bandına sahip herhangi bir hizmet verilebilir alıcı (iletişim veya yayın) için kullanılabilen bir kontrol alıcısına ihtiyacımız var. Aşağıda yönlendirme tablosunda yayın yapan ve amatör bantların çalışma frekansları verilmiştir. Gördüğünüz gibi amatör bantlara en yakın yayın yapan 41m bandı gerçek alıcılarda genellikle 7100 kHz'in altındaki, en az 7000 kHz'e kadar olan frekansları kapsar.

tablo 1

Ana kesme frekansları KB bantları

Aralıklar
kısaltılmış isimler, m	Frekans sınırları, MHz	Bant genişliği, MHz.	f cp , MHz	Bağıl aralık genişliği, %
	KB yayın bantları
49	5,950 - 6,200	0,250	6,075	4,1
41	7,100 - 7,300	0,200	7,200	2,7
31 25 19	9,500 - 9,775 11,700 - 11,975 15,100 - 15,450	0,275 0,275 0,350	9,637 11,837 15,275	2,8 2,3 2,9
16	17,700 - 17,900	0,200	17,800	1.1
13	21,450 - 21,750	0,300	21,600	1,3
11	25,600 - 26,100	0,500	25,850	1,9
KB amatör radyo bantları
160	1,8 0 0 - 2 , 00 0	0, 2 00	1,900	10,5
80	3,500 - 3, 80 0	0, 30 0	3, 650	8,2
40	7,000 - 7, 2 00	0, 2 00	7, 10 0	2,8
20	14,000 - 14,350	0,350	14,175	2,4
14	21,000 - 21,450	0,450	21,225	2,2
10	28,000 - 29,700	1,700	28,850	5,8

Ve bu bizim için oldukça uygundur, çünkü GPA yalnızca temel frekans değil, aynı zamanda en yakın harmonikler (2.3 ve hatta daha yüksek) alınarak da kalibre edilebilir. Dolayısıyla bizim durumumuz için (GPA = 3500-3550 kHz), GPA'nın frekansları, sırasıyla 7000-7100 kHz aralığında bulunan 2. harmonik tarafından belirlenecektir. Tabii ki, kalibre etmenin en kolay yolu, benim Ishim-003'üm olduğu gibi, bir iletişim alıcısı (özellikle dijital ölçekli) veya dönüştürülmüş (yerleşik bir karıştırma tipi dedektörlü) AM yayınıdır. Bir tane yoksa, sadece normal bir AM alıcınız varsa, bazı açıklamalarda önerildiği gibi, elbette güçlü bir taşıyıcının varlığını kulaktan duymayı deneyebilirsiniz., ama açıkçası, bu aktivite korkaklara göre değil - harmoniklerden bahsetmeye gerek yok, GPA'nın ana frekansını ararken bile yapmak zor.Bu nedenle, acı çekmeyelim - eğer kontrol alıcısı AM'yi seviyorsa, hadi AM yapalım! Bunu yapmak için (bkz. Şekil 6), ULF çıkışını 10-22nF kapasiteli (kritik olmayan) bir yardımcı kapasitör 0C2 kullanarak girişe bağlarız, böylece ULF'mizi düşük frekanslı bir jeneratöre ve miksere dönüştürürüz. şimdi telefonlarda duyduğumuz frekansla aynı frekansta bir AM modülatörünün işlevlerini yerine getirecek (ve oldukça etkili bir şekilde!). Artık GPA oluşturma frekansının aranması, yalnızca ana GPA frekansında değil, aynı zamanda harmoniklerinde de büyük ölçüde kolaylaştırılacaktır. Bunu, iletişim alıcı modunda ve ardından AM modunda önce temel frekansı (3,5 MHz) ve ikinci harmoniği (7 MHz) arayarak deneysel olarak kontrol ettim. Sinyalin hacmi ve arama kolaylığı hemen hemen aynıdır, tek fark, AM modunda, geniş modülasyon bant genişliği ve IF'nin bant genişliği nedeniyle, frekansı belirleme doğruluğunun biraz daha düşük olmasıdır (2- %3), ama bu çok kritik değil, çünkü. dijital ölçek yoksa, toplam frekans ölçüm hatası, kontrol alıcısının mekanik ölçeğinin doğruluğu ile belirlenir ve burada hata çok daha yüksektir (% 5-10'a kadar), bu nedenle GPA hesaplanırken, GPA ayarlama aralığını biraz marjla sağlıyoruz.

Ölçüm yönteminin kendisi basittir. Küçük bir tel parçasının bir ucunu, örneğin multimetreden gelen problardan birini kontrol alıcısının harici anten jakına bağlarız ve diğer ucunu basitçe ayarlanabilir GPA bobininin yanına yerleştiririz. KPE GPA düğmesini maksimum kapasite konumuna getirerek, yüksek tonlu bir sinyal aramak için alıcı ayar düğmesini kullanın ve alıcı ölçeğinde frekansı belirleyin. alıcı ölçeği bir radyo dalgasının metre cinsinden kalibre edilmişse, o zaman MHz cinsinden bir frekansa dönüştürmek için en basit formülü kullanırız F=300/ L (metre cinsinden dalga boyu).

Böylece, ilk kez açtığımda, 3120-3400 kHz aralığında (ayar çekirdeğinin konumuna bağlı olarak) daha düşük GPA oluşturma frekansına sahip oldum ve buradan arzu edildiği görülebiliyor. başlangıç frekansını yüzde 10-12 artırmak ve buna göre bunun için devre kapasitansını% 20-24 azaltmak gerekir. Bunu yapmanın en kolay yolu C8'i 620pF'ye ayarlamaktır. Bu değiştirmeden sonra, bobin çekirdeğini oluşturarak, GPA ayarlama aralığını, 6980-7130 kHz frekanslarında alıma karşılık gelen gerekli olana (3490-3565 kHz) kolayca sürüyoruz. Ardından, anteni bağlarız, KPE düğmesini orta konuma, yani çalışma aralığının ortasına ve bobin çekirdeğini hareket ettiririz. L 1 giriş devresini havadaki maksimum gürültü ve sinyaller için ayarlıyoruz. Çekirdeğin dönüşü sırasında maksimuma ulaştıktan sonra gürültüde bir azalma gözlenirse, bu giriş devresinin doğru yapılandırıldığını gösterir, çekirdeği maksimum konuma döndürürüz ve amatör aramaya başlayabiliriz SSB PPP'nin kalitesini değerlendirmek için istasyonlar ve deneme dinleme. Çekirdeğin dönüşü (her iki yönde) net bir maksimumu sabitleyemezse, yani sinyal büyümeye devam ederse, devremiz yanlış yapılandırılmıştır ve bir kapasitör seçilmesi gerekecektir. Bu nedenle, çekirdek tamamen gevşetildiğinde sinyal artmaya devam ederse, C2 devresinin kapasitansı kural olarak azaltılmalıdır (bobin ön hesaplaması hatasız yapılırsa), bir sonraki en yakın değeri ayarlamak yeterlidir - benim versiyonumda 390pF. Ve yine giriş devresini rezonansa ayarlama olasılığını kontrol ediyoruz. Tersine, çekirdek tamamen söküldüğünde sinyal azalmaya devam ederse, C2 devresinin kapasitansı artırılmalıdır.

PPP'nin test sonuçlarının analizi ve modernizasyonu. Yukarıda belirtildiği gibi, havadan dinleyen ilk SPT şunu gösterdi:

1. Sesin, spektrum boyunca kenetlenmiş ve kulağa çok hoş olmayan bir tür çınlama olduğu ortaya çıktı.

2. Yeterince büyük bir IFR anteninin bağlanması, amatör banda yakın frekansta bulunan yayın istasyonlarından gelen güçlü sinyallerin doğrudan AM tarafından algılanması nedeniyle parazite neden olur.

Bu sorunların nedenlerini ve çözümlerini yukarıda listelenen sırayla inceleyelim. Ve burada sadece ön hazırlık sırasında elde edilen transistör parametrelerine sahibiz.

1. Kulaklıkların yazarın CCI'sına test bağlantısı, bunların iyi durumda olduğunu ve kulağa oldukça iyi geldiğini gösterdi, ancak elbette değil HiFi . Noktanın içlerinde olmadığı, ancak genel frekans yanıtının oluşumundan sorumlu olan düşük frekanslı yolun (Şekil 5) başarısız bir şekilde seçilmiş öğelerinde olduğu ortaya çıktı. Böyle dört unsur vardır:

LPF C3 L 3 C5, yaklaşık 3 kHz kesme frekansına sahip U-şekilli devreye göre yapılmıştır, yalnızca şemada gösterilen elemanlar için yaklaşık 1 kOhm [5] olan karakteristiğe eşit bir yükte yatay bir frekans yanıtı sağlar. Filtre uyuşmazlığı durumunda, frekans tepkisi biraz değişir:dirence yüklerken, birkaç kat daha azkarakteristiğinde, kesme frekansı bölgesinde frekans tepkisinde birkaç dB azalma olur, tersi durumda ise artış gözlenir. Ses spektrumunun üst frekanslarında hafif bir artış anlaşılırlığı artırmak için yararlıdır, bu nedenle gerçek bir devrede filtreyi karakteristik olandan 1,5-2 kat daha yüksek bir dirençle yüklemek tavsiye edilir. Ancak, alçak geçiren filtrenin yük direnci önemli ölçüde daha yüksekse, frekans yanıtı, alınan sinyalin spektrumunda gözle görülür bir bozulmaya ve hoş olmayan bir "zil" görünümüne yol açacak belirgin bir rezonans elde edecektir. Yukarıdakilerin, yeterince yüksek bir kalite faktörü (10-15'ten fazla) düşük geçişli filtre bobinleri ile doğru olduğuna dikkat edilmelidir - bunlar, kural olarak, halka üzerine sarılmış bobinler ve yüksek geçirgenliğe sahip zırhlı ferrit çekirdeklerdir. Küçük boyutlu düşük frekanslı transformatörler veya teyp kayıt GU'ları temelinde yapılan bobinler için, kalite faktörü önemli ölçüde düşüktür ve kulak tarafından fark edilen rezonans olayları (çınlama), optimumdan 5-7 kat daha büyük bir yükte bile pratik olarak fark edilmez. . Bizim düzenimizde R Yük rolü, ULF'nin giriş direncini, daha kesin olarak OE ile şemaya göre bağlanmış transistör T2 üzerindeki kaskadın giriş direncini gerçekleştirir. Tanımlayalım. OE'li bir devre için R in2 \u003d Vst * R e2, burada R e2, transistör T2'nin yayıcı bağlantısının direncidir, ampirik formül ile oldukça doğru bir şekilde belirlenebilir. R e2=0,026/ ben k2 (bundan sonra tüm değerler volt, amper ve ohm olarak ifade edilecektir). Bu yüzden,

Ben k2 \u003d (U pit-1.2) / R 4 \u003d (9-1.2) / 10000 \u003d 0.0008A, R e2 \u003d 0,026 / 0,0008 \u003d 33 ohm ve R in2 \u003d 90 * 33 \u003d 2,97 kOhm. İşte PPP'nin "çınlama" sesinin ilk nedeni - aşırı yüksek LPF yükü. Gerekli yükü sağlamak için C5'e paralel 3,3 kOhm'luk bir direnç koyduk.

Vst \u003d 30-50 olan bir transistör kullanırsanız, ULF'nin giriş direnci gerekli olana (1.2-1.6 kOhm) yakındır ve ek bir direnç gerekmez.

Kesme frekansına sahip ULF'nin giriş direnciyle tek bağlantılı yüksek geçişli bir filtre oluşturan izolasyon kapasitörü C9 F cf \u003d 1 / (6.28 * R in2*C9)=1/(6,28*2970*0,0000001)=536Hz. Aşağıdan "sıkıştırılmış" spektrumun nedeni budur. Ayrıca, Vst = 30-50 olan bir transistör kullanırsanız, durum daha da kötüdür - HPF girişinin kesme frekansı 1000-1500Hz'e yükselecektir!!!

SPP'nin frekans yanıtının alt kısmının transistör parametrelerinin yayılmasına bağlı olmaması için, kapasitans C9 3-4 kat arttırılmalıdır, yani; 0,33-0,47 uF'yi seçin.

Kondansatör C10, şönt direnç R5 , yukarıdaki frekanslarda alternatif akım için genel (tüm ULF için) OOS'yi ortadan kaldırır F cf \u003d 1 / (6.28 * R 5 * C10) = 60Hz ve burada ilk bakışta her şey doğru gibi görünüyor, ama ...

Şek. ULF çıkış aşamasının yayıcı kısmının eşdeğer devresini gösteren 7. Görüldüğü gibi emitör direnci R T3 transistörünün e3'ü C10 kondansatörüne seri bağlanır ve klasik bir RF düzeltme devresi, yani eşdeğer bir HPF devresi oluşturur - düşük frekansları bir kesme frekansıyla bastırır F cf \u003d 1 / (6.28 * R e3*C10). Verici direnç değeri R e3 transistör T3 \u003d 0,026 / 0,002 \u003d 13 ohm ve dolayısıyla çıkış aşamasının RF düzeltme devresinin kesme frekansı F cf=2.6kHz!!! İşte aşağıdan "sıkıştırılmış" spektrumun ikinci nedeni. Kolektör akımınız T3 daha azsa (telefonların seri bağlantısı seçeneği için - 1mA, yani direnç R 5 \u003d 1,2-1,5 kOhm), ardından F cp = 1,3 kHz, ki bu hala son derece kabul edilemez bir değer veriyor. Gerçek bir devrede, bu devrenin, T3 transistörünün nispeten küçük Vst'si (70-100'den az) ile aşağıdan frekans yanıtının bloke edilmesi üzerindeki gözle görülür etkisinin daha fazlasını etkilediğine dikkat edilmelidir. düşük frekanslar- yaklaşık 500-600Hz'den. Ancak T3 transistörünün Vst'sinin etkin değerini artırdığımız anda (T3 girişine ek bir yayıcı takipçisi ekliyoruz - aşağıdaki iyileştirmenin açıklamasına bakın), tüm ihtişamıyla kendini gösterecektir, yani -6dB'lik bir eğime sahip düşük frekanslı blokaj, 2,6 kHz'lik kesme frekansına kadar tüm aralıkta olacaktır. Bu nedenle, SPP'nin frekans yanıtının alt kısmının transistörlerin çalışma modlarına ve parametrelerine bağlı olmaması için, kapasitans C10'un 10-20 kat arttırılması gerekir, yani. 47-100uF'yi seçin.

---- paralel bağlı kulaklıkların endüktansı ile birlikte yaklaşık 1,2 kHz frekanslı bir rezonans devresi oluşturan kapasitör C12. Ancak, sargıların büyük aktif direnci nedeniyle, ikincisinin kalite faktörünün düşük olduğunu hemen belirtmek isterim - -6dB seviyesindeki bant genişliği yaklaşık 400-2800Hz'dir, bu nedenle genel frekans tepkisi üzerindeki etkisi önceki paragraflardan daha az önemlidir ve yardımcı filtreleme ve frekans yanıtının hafif düzeltmesi niteliğindedir. Böylece telgraf severler C12 = 68-82nF'yi seçebilir, böylece rezonansı 800-1000Hz frekanslarına kaydırmış oluruz. Sinyal sağır ise ve konuşma sinyalinin anlaşılırlığını artırmak için yüksek frekanslarda bir artış sağlamak gerekir, rezonansı 1,8-2 kHz'e yükseltecek C12 \u003d 22nF alabilirsiniz. Telefonları seri olarak açma seçeneği için, C12 kondansatörünün belirtilen değerlerini 4 kat azaltmak gerekir.

2. PPP'mizin DD'sini genişletmek için, ULF'sinin kazancını en üst düzeye çıkarmak gerekir; bu, aynı ses seviyesini korurken mikser girişine daha düşük sinyal seviyelerinin beslenmesini sağlar.ve giriş sinyali seviyesinin operasyonel düzenleme olasılığını sağlamak ve aslında - alıcının DD'sini karasal sinyallerin DD'si ile eşleştirmek için.

Deneme dinleme, PPP'nin kendi kendine gürültü seviyesinin çok düşük olduğunu gösterdi - gürültü zar zor duyulabilir. Ve bu, ULF'nin genel kazancını en az birkaç kez - telefonlarda duyulan SPP'nin doğal gürültüsünün rahatsızlık eşiğine ulaşmadığı bir seviyeye - telefonlarla çalışırken artırma fırsatına sahip olduğumuz anlamına geliyor. yazar, bu seviye yaklaşık 15-20mV'dir. Teorik analiz, ULF devremizin (birbirine galvanik kuplajlı OE'li iki kaskad) ilk yaklaşımdaki voltaj kazancının Kus = (Vst3 * R telefon * ben k2) / 0, 026 , yani esas olarak yalnızca birinci aşamanın kollektör akımına, statik katsayıya bağlıdır. ikinci aşamanın T3 transistörünün akımının ve telefonların direncinin yükseltilmesi (ve göründüğü kadar garip, pratik olarak giriş aşamasının T2 transistörünün Vst'sine bağlı değildir). Formülün bu üç bileşeninden ikisi oldukça katı bir şekilde ayarlanmıştır. BEN k2 \u003d 0,5-0,9 mA, ilk aşamada minimum gürültüyü elde etme koşuluyla belirlenir, R gövdeler - ayrıca değişmez (telefonların zaten seri olarak kapsüllere dahil olduğu varsayılır).

Arttırmak tek çareGüneş. Ama nasıl? Yazar, büyük zorluklarla, iyi bir düzine MP-NIS'den (genellikle Vst = 30-50 olan) geçtikten sonra, Vst = 110 (özel diyebilirsiniz) olan bir MP41A buldu, ancak her biri daha da büyüğüne ihtiyacımız var. 5-7, Vst?

Çözüm oldukça basit - ikinci aşamanın girişine bir yayıcı izleyici yerleştirin. Bu durumda, toplam Vst \u003d Vst3 * Vst4'ün ürünü ve minimum Vst \u003d 30 olan transistörlerde bile, toplam Vst \u003d 900 fazlasıyla yeterlidir. Sonuç olarak, devrenin hafif bir komplikasyonu nedeniyle (bir transistör ve bir direnç eklendi), Kus'u birkaç kez (benim versiyonumda -5-7) artırdık ve aynı zamanda HERHANGİ BİR SERVİS EDİLEBİLİR transistörü kullanma fırsatı bulduk. ULF, Vst tarafından ön seçim olmadan, sonuçların iyi bir tekrarlanabilirliği ile.

Giriş sinyali seviyesinin operasyonel olarak ayarlanması, yani aslında, DD alıcısının DD canlı yayın sinyalleriyle bağlanması, anten ve giriş devresi arasına bağlanan sıradan bir 10-22 kOhm potansiyometre kullanılarak uygulanması en kolay olanıdır.

Aynı potansiyometre, ses kontrolü işlevlerini etkin bir şekilde yerine getirir. Artık AM paraziti yok (en basit, düşük kaliteli tek devreli ön seçicide bile!) Ve yayıncının kendi frekansına kadar tüm aralığı dinleyebilirsiniz. İşin püf noktası, şimdi düşük frekans yolunun amplifikasyonunun, tam boyutlu bir anten bağlandığında, PPP kullanıcısının kulaklarını kurtarmak için antenden gelen giriş sinyali seviyesini (ses seviyesi) düşürmeye zorlanmasıdır. ) ve dolayısıyla karıştırıcıya giren parazit seviyesi. Prensip olarak, büyük bir antenin varlığında, hemen 10-20dB'lik değiştirilemez bir zayıflatıcı koymak mümkün olurdu, ancak bunu yapmadım çünkü. PPP'mizin, ekonomisi ve otonom güç kaynağı nedeniyle, durağan olmayan koşullarda, örneğin rastgele bir antenle veya sadece bir tel parçasıyla doğaya çıkarken uygulamasını bulması çok muhtemeldir. artan hassasiyet hiç gereksiz olmayacaktır.

PPP bir Krona pili veya bir pille çalıştırıldığında, boşaldıkça besleme voltajı 9,4'ten 6,5-7V'a düşecek, alıcı çalışmaya devam edecek, ancak GPA ayar aralığı belirgin şekilde değişecektir. Bu PPP tasarımını yeterince hassas bir mekanik ölçekle donatmayı planlıyorsanız, GPA çalışma modunun stabilizasyonunu sağlamak mantıklıdır. İhtiyaçları için ek akım tüketen voltaj dengeleyicileri (entegre veya ayrık elemanlar) kullanan tipik çözümlerin aksine, PPP'nin verimliliğini korumak için GPA akım regülatörünü (ve aslında transistör T1'in toplayıcı akımını) kullanacağız. alan etkili bir transistör T5 üzerinde (en az 2-3mA başlangıç boşaltma akımına sahip KP302,303,307 serisinden herhangi bir saha çalışanını pratik olarak kullanmak mümkündür).

GPA'nın çıkış voltajının ayarlanması artık bir direnç seçilerek yapılıyor. R9 , ayarlama sırasında 3,3-4,7 kOhm'luk bir düzeltici ile değiştirilmesi uygun olan. sergilendikten sonraGPA'nın optimum voltajı, ortaya çıkan direnç değerini ölçüyoruz ve en yakın nominal değerin sabitini ayarlıyoruz.

Yukarıdaki hususlar dikkate alınarak değiştirilen PPP'nin son şeması, Şekil 8'de gösterilmektedir. Ve Şekil 9'daki düzeninin bir fotoğrafı

Orijinal şemayla karşılaştırmayı kolaylaştırmak için (Şekil 5), elemanların numaralandırılması korunur ve yeni eklenen elemanlar için numaralandırmaya devam edilir.

Şema üzerinde yukarıdaki ayarlamaları yaptıktan sonra, PPP'nin sesi doğal, doğal bir gölge aldı ve yayını dinlemek daha rahat hale geldi.

Sonraki enstrümantal ölçümler, duyarlılığın (s / w = 10dB'de) yaklaşık 1,5-1,6 μV olduğunu, yani azaltılmış gürültü seviyesinin yaklaşık 0,5-0,55 μV olduğunu gösterdi. Genel seviye PPP çıkışında gürültü - 12.5-13mV. Toplam Kus 20 binden fazla. Sinyal seviyesi, 50 kHz'lik bir ayarlamada %30 AM'dir ve 10-11 mV mertebesinde bir gürültü seviyesinde (doğrudan AM tespiti nedeniyle) parazit yaratır, yani. DD2 alıcımızın 86 dB'den daha kötü olmadığı ortaya çıktı - VPD'deki mikserin potansiyel yetenekleri düzeyinde mükemmel bir sonuç! Karşılaştırma için, 174XA2 tabanlı şu anda popüler olan SPP'nin DD2'si yalnızca 45-50dB'dir.

Çözüm. Gördüğünüz gibi, hayır, çok basit olduğu ortaya çıktı, bu basit PPP. Ancak PPP tekniği çok demokratiktir (bu yüzden muhteşemdir) ve basit, kelimenin tam anlamıyla doğaçlama, amatör radyo amatörleri için bile evde üretme ve ayarlama araçları, parametreler açısından çok iyi tasarımlar sağlar. Ve dürüst olmak gerekirse, uzun zamandır bu PPP'nin "tırmığını" kurmak ve tırmıklamakla meşgul olduğum dört gündeki kadar zevk ve yaratıcı tatmin almadım. Adil olmak gerekirse, not edilmelidir ki,benzer olanlar (üç transistörde)PPP tasarımları RA 3 AAE , örneğin, son [6]böyle bir sorun yok, ancak yüksek Vst'de (ki bu KT3102 için çok muhtemeldir), düşük geçişli filtre yükünün yüksek olması dışında, çünkü PPP'nin sesi "çalıyorsa" - umarım şimdi nasıl tedavi edildiğini bilir.

Edebiyat

Polyakov V. Doğrudan dönüştürme alıcısı. - Radyo, 1977, No. 11, s.24.
Belenetsky S. Geniş dinamik aralığa sahip tek yan bantlı heterodin alıcı. - Radyo, 2005 10, s.61-64, No. 11, s.68-71.
Belenetsky S. Bir radyo amatörünün uygulamasında endüktansı ölçmek için önek. - Radyo, 2005, No. 5, s. 26-28.
Polyakov V. Radyo amatörleri doğrudan dönüştürme tekniği hakkında. - M.: Vatansever, 1990
Polyakov V. Basit bir kısa dalga gözlemci radyo alıcısı. - Radyo, 2003, No. 1 s.58-60, No. 2 s.58-59

Şubat 2007 Sergei Belenetsky, ABD 5 MSQ

Polyakov'un alıcısı, hem telefonla (AM amplitüdünde ve tek yan bant SSB modülasyonunda) hem de telgrafla (CW) çalışan, 80, 40 ve 20 m aralığındaki amatör istasyonları alacak şekilde tasarlanmıştır. Alım, kulaklıkla gerçekleştirilir. 1mW çıkış gücünde alıcı hassasiyeti AM modunda 40-80µV ve CW modunda 20-40µV'dir. ±10 kHz'lik bir ayarlamada seçicilik 35-40 dB'dir ve ayna kanalı için 80 m - 25 dB, 40 m - 20 dB, 20 m - 16 dB aralığındadır.

Alıcı, radyo istasyonları için elektronik ayar ve ince ayar için bir elektronik verniye kullanır. Ara frekans yolunda, indüktör sayısını en aza indirmeyi ve alıcının kurulumunu basitleştirmeyi mümkün kılan piezoelektrik filtreler kullanılır.

Bu, 465 kHz'lik bir ara frekansa sahip bir süperheterodin tipi alıcıdır. Alıcı, T1 transistörü üzerinde bir mikser, T2 transistörü üzerinde yerel bir osilatör, iki aşamalı bir ara frekans yükseltici (T3 ve T4 transistörleri), bir dedektör (T5), bir telgraf yerel osilatörü (T6) ve iki aşamalı bir alçaktan oluşur. -frekans amplifikatörü (T7 ve T8).

Antenden gelen sinyal, güçlü istasyonları alırken sinyali zayıflatmaya yarayan değişken bir direnç R1'e beslenir. Bağlama kapasitörü C1 aracılığıyla, sinyal karşılık gelen aralığın orta frekansına ayarlanan giriş devresine beslenir. Devre, aralık anahtarının B1a bölümü tarafından açılan C2 ve C3 kapasitörlerinden ve L1-L3 bobinlerinden birinden oluşur. Kondansatörler C2 ve C3, aynı anda devreden T1 karıştırma transistörünün tabanına beslenen bir voltaj bölücüdür. Bunun için gerekli daha iyi eşleştirme düşük transistör giriş direnci ile nispeten yüksek devre direnci. Transistör T1'in tabanına önyargı, direnç R2 aracılığıyla uygulanır.

Alıcının yerel osilatörü, T2 transistörü üzerindeki kapasitif üç noktalı devreye göre yapılır. Yerel osilatör devresi, B1 anahtarının B1b bölümü ile transistörün kollektör devresine bağlanan L4-L6 bobinlerinden biri ve C4-C6 kapasitörlerinden oluşur. Geri besleme voltajı, devre kapasitörleri tarafından oluşturulan kapasitif bölücünün musluğundan transistörün emitörüne uygulanır. Aynı bölücüden gelen yerel osilatör voltajının bir kısmı, karıştırma transistörü T7'nin yayıcısına bağlanır.

Radyo istasyonları, yerel osilatör frekansı değiştirilerek ayarlanır, ancak bu tür durumlar için alıcıda geleneksel bir değişken kapasitör yoktur. Rolü, transistör T2 temelinde önyargı voltajının değiştirildiği değişken bir direnç R8 tarafından oynanır. Bu, transistörün çıkış iletkenliğini ve buna bağlı olarak yerel osilatörün ürettiği frekansı değiştirir. Yerel osilatör frekans ayarlama aralığı, sırasıyla 80, 40 ve 20 m aralığında 160, 270 ve 450 kHz'dir. Yerel osilatör frekansının daha düzgün ayarlanması için değişken bir direnç R6 kullanılır.

Transistör T7 tarafından alınan sinyalin ve yerel osilatörün salınımları karıştırılır ve transistörün toplayıcı devresinde (465 kHz frekansa ayarlanmış L7C8 devresinde) bir ara frekans sinyali tahsis edilir. Bağlantı bobini L8 ve piezoelektrik filtre PF1 aracılığıyla, sinyal, kaskadlar arasında doğrudan bağlantılı bir şemaya göre T3, T4 transistörlerinde yapılan IF amplifikatörüne beslenir.

L7C8 devresi, aşağıdaki nedenlerle alıcıya tanıtıldı. Piezoelektrik filtreler, bitişik kanalda 10-20 kHz detuninglerde iyi bir seçiciliğe sahiptir, ancak filtre frekansından 100-200 kHz ile ayrılan sinyaller için yetersizdir. LC devresi ise, bitişik kanalda düşük seçiciliğe sahip olup, aksine, büyük sapmalara sahip sinyallerin iyi bir şekilde bastırılmasını sağlar. Devre ve filtre birlikte açıldığında, IF yolunun seçici özelliklerini arttırmak mümkündür.

IF amplifikatörünün çıkışından, sinyal PF2 filtresinden transistör T5 üzerinde yapılan dedektöre beslenir. AM sinyallerini alırken, paralel bağlanmış bir diyot dedektörü olan alıcılarda olduğu gibi, transistörün kollektör bağlantısı tarafından algılama gerçekleştirilir.

Telgraf sinyallerini alırken, transistör T5'in tabanı, T6 transistörü üzerinde yapılan yerel osilatörden salınımlar alır. Bu durumda B2 anahtarı "Tlg" konumuna ayarlanmıştır. Bu modda, transistör T5 kontrollü bir direnç olarak çalışır. Tabana sağlanan alternatif voltajın negatif yarım döngüleri (frekansı ara olana yakındır) transistörü açar ve kollektör bağlantısının direnci azalır. Zamanın geri kalanında, transistör, yerel osilatör voltajının yayıcı bağlantısı tarafından düzeltilmesinden kaynaklanan pozitif bir öngerilim ile kapatılır. Sonuç olarak, AM sinyalleri algılanmaz ve sinyalin salınımları ve telgraf yerel osilatörü, transistörün kollektör devresinde karıştırılır ve dedektör yükü (direnç R16) üzerinde farklı bir ses frekans sinyali yayılır.

Telgraf yerel osilatörü, bir piezoelektrik filtre PFZ kullanır. Üretilen salınımların frekansı, bir ayarlama kapasitörü C14 ile küçük sınırlar içinde değiştirilebilir.

Telgraf yerel osilatörü B2 anahtarıyla açılır. Bu durumda, sol (şemaya göre) anahtar kontakları C10 kondansatörünü ortak kablodan ayırır. IF amplifikatörü, direnç R12 üzerinden geri beslenir ve kazancı azalır. Karıştırma modundaki dedektör kazancı diyot algılama modundan çok daha yüksek olduğu için bu gereklidir.

Ses kontrolü olan değişken direnç R16'nın motorundan algılanan sinyal, iki aşamalı bir bas amplifikatörüne beslenir. Amplifikatörün yükü, iki soketli blok Ш1'de bulunan TON-1 veya TON-2 kulaklıklardır.

Detaylar ve tasarım. Transistörler P416, herhangi bir harf indeksi ile P403, P423, GT308, GT309, GT322 ile değiştirilebilir,

MP42 - MP39 - MP41'de veya daha eski MP13-MP16 transistörlerde, ayrıca herhangi bir harf dizini ile.

Piezoelektrik filtreler: PF1-PFZ - 465 kHz frekansa sahip herhangi bir tek kristal, örneğin, FP1P-011, FP1P-013, FP1P-017. PF1 filtresi iki kristalli tip FP1P-012 veya FP1P-016 ise alıcının seçiciliği artacaktır. Sekiz kristalli filtre PF1P-1 veya PF1P1-2 kullanılarak daha da fazla seçicilik elde edilebilir. Bir telgraf yerel osilatöründe, PPF filtresi bir LC devresi ile değiştirilebilir (Şek.).

Bu durumda, ayar kondansatörü C14 çıkarılır ve yerel osilatör frekansı L9 bobininin çekirdeği tarafından ayarlanır.

Alıcı indüktörlerin verileri tabloda verilmiştir.

Bobinler L1-L6, alıcının IF devrelerinden çerçevelere sarılır. Her bobinin dönüşleri, çerçevenin tüm bölümlerine eşit olarak dağıtılır. Bobinler L7, L8, Sokol alıcısının IF devresinin çerçevesine sarılır. Bobinli çerçeve, zırhlı bir çekirdeğe yerleştirilmiştir. L9 bobini de aynı çerçeveye sarılır. Belirtilen alıcıdan hazır IF bobinleri de kullanabilirsiniz.

Sabit dirençler - ULM, MLT ve diğerleri, en az 0,12 W güce sahip! Değişken dirençler R1 ve R16 - ortak girişim, SPO grubu B, R6 ve R8 - aynı tip, ancak A grubu. Kapasitörler C7, C2, C6, C15 - KLS. KSS; SZ, S4, S5. C8 - PM, KSO, BM; C18, C19 - EM, K53-1, kapasitörlerin geri kalanı - KLS, MBM. Anahtar B1 - bisküvi, üç konum.

Kuruluş

şemada belirtilen modları kontrol ederek başlayın. Gerekirse, transistör T8'in toplayıcısındaki voltaj (telefonlar açıkken) bir direnç R19 ile, T4 toplayıcısında - bir R10 direnciyle, T6 dirençli R18'li toplayıcıda, yayıcı T1'de - seçilir - bir direnç R2 ile.

Ardından yerel osilatörün çalışmasını kontrol edin. T2 transistörünün taban terminaline bir voltmetre bağlanır ve kollektör terminaline el ile dokunulur. Yerel osilatörün normal çalışması sırasında bu, salınımlarının bozulmasına ve voltmetre okumalarında hafif bir değişikliğe neden olacaktır.

Bundan sonra alıcıya bir anten bağlanır, R1 ve R16 dirençleri maksimum kazanç konumuna ayarlanır, direnç R6 orta konumda, B1 anahtarı “40” konumundadır (güçlü yayın istasyonları bu aralıkta çalışır ve bu nedenle alıcıyı ayarlamak daha uygundur), B2 anahtarını Tlf "konumuna getirin ve R8 direncini uç konumlar arasında döndürerek ve ayrıca L5 bobininin çekirdeği ile yerel osilatörün frekansını ayarlayarak, bir radyo istasyonunu açın. IF devresinin çekirdeğini (L7, L8) döndürerek, maksimum alım hacmi elde edilir.

Alıcının çalışmasını kontrol etme

telgraf modunda. B2 anahtarı "Tlg" konumuna ayarlanmıştır. Telefonlarda bir düdük duyulmalıdır - alınan sinyalin taşıyıcısının telgraf yerel osilatörün sinyali ile atması. Düz ayar düğmesini (R6) çevirerek, "sıfır vuruş" ayarlanır - vuruşların tonunun kademeli olarak azaldığı ve tamamen kaybolduğu bir konum. Bu, IF sinyalinin ve telgraf yerel osilatör sinyalinin frekansının aynı olduğu anlamına gelir. Alıcı bu konumun her iki tarafına ayarlandığında, sinyal seviyesi IF yolunun seçicilik eğrisi tarafından belirlendiğinden, vuruşların tonu, vuruşların ses şiddetindeki eş zamanlı değişiklikle artmalıdır.

Alım hacmi, 5 kHz'in altındaki (kulak tarafından değerlendirilen) bir vuruş frekansında maksimum olmalıdır. Bu, telgraf yerel osilatörünün frekansının alıcı bant genişliğinin ortasına ayarlanmasına karşılık gelir. Bununla birlikte, bazı piezoelektrik filtreler, ara değerin 10-15 kHz altında bir frekansta üretir. Ardından sıfır vuruşlar zayıf bir şekilde duyulacak ve tonlarının maksimum hacmi 6 kHz'in üzerindeki bir frekansta elde edilecektir. Bu durumda, C15 kondansatörünü daha düşük kapasitanslı, ancak 20-15 pF'den az olmayan başka bir kondansatörle değiştirmek gerekir, aksi takdirde geri beslemenin zayıflaması nedeniyle salınımlar başarısız olur. Bu önlem yardımcı olmazsa, PFZ filtresini PF1 veya PF2 ile değiştirin. Telgraf yerel osilatörünün frekansı, C14 ve C15 kapasitörleri tarafından ayarlanmalıdır, böylece alıcı, vuruş sinyalinin frekansının üstünde ve altında ayarlandığında, eşit derecede yüksek duyulur.

Bir sonraki adım, giriş ve heterodin devrelerini kurmaktır. Tüm bantlardaki havayı dinleyerek, L4-L6 bobinlerinin çekirdeklerini, amatör istasyonlar yaklaşık olarak her bandın ortasında alınacak şekilde ayarlayın. 80 ve 40 m aralığında, en fazla sayıda istasyon akşamları ve 20 m aralığında - öğleden sonra duyulur. Giriş devresi bobinleri (L1-L3), her aralığın ortasındaki herhangi bir radyo istasyonunun maksimum alım hacmine göre ayarlanır.

Tüm KV severlere selamlar. Sarhoş olmam için beni çekti. Basit bir şeyi lehimleyin. Ve doğrudan dönüştürme alıcısından daha basit ne olabilir? Yaklaşık 10-15 yıl önce, her tür PPP'den vahşi miktarda lehimledim. Doğal olarak referans kitabım "." Polyakova V.T.

Ancak MP40-MP42 ve benzeri transistörlerden lehim yapma isteği yoktu çünkü. kalıntıları korunmuş olmasına rağmen, garaj ve asma kat aramak için bir şekilde çok tembeldi. varsaymak mantıklıydı son yıllar 8, radyo amatörleri Vladimir Timofeevich'in tasarımlarını yeni bir temel temelde yeniden çizdiler. Karmaşıklık açısından yeniden çizilen şeyin bir hafta sonu tasarımını çekmediği ve en azından lehimlenebilir bir şey bulmak için cqham.ru/qrz.ru forumunun 100-150 sayfasını okumanız gerektiği ortaya çıktı. ilk 50 sayfada 120 dB DD sağlayabilen bir mikser seçin.

Bu nedenle tereddüt etmeden PPP diyagramımı çizdim, altına baskılı devre kartını yaydım, ütüledim, dağladım, delikler açtım, delikler için özür dilerim, en yakın radyo mağazasına gittim, burada 200'e gerekli tüm parçaları aldım. ruble ve lehimlemeye başladı ...

İyi bilinen şemaya göre ünlü kitap:

Yerel osilatör, bir KT315 transistörü üzerine monte edilmiştir ve 7000 ... 7200 kHz aralığında alım sağlayan Freception / 2 - 3500..3600 frekansında çalışır.
Minimum çemberleme gerektiren ve 200 kat daha fazla voltaj kazancı sağlayan popüler LM386 çipindeki ULF. Hoparlöre yüklemek mantıklı değil, ancak kulaklıklara (sıradan Çince, Mediamarkt'ta 150 rubleye satın alındı ve artık nadir bir TON-2 değil), bu kadar.

Bobinler - 10 mm çapındaki çerçevelere sarılır
Bobin giriş devresi L2 9 dönüş içerir
Lokal osilatör bobini L1 15 dönüş içerir

Alıcı, üzerine KPI'yı yerleştirdiğim 85x45 boyutunda bir baskılı devre kartı üzerine monte edilmiştir. KPI'dan vazgeçer ve bir varicap (veya bir varicap matrisi) ile frekansta bir değişiklik uygularsanız, panonun boyutu daha da azaltılabilir.

sPlan 6.0 formatında PCB dosyası

Bu nedenle, ayarlama sonuçlarına göre, lütfen L3 alçak geçiren filtre bobininin endüktansının 100 mH (mil ve mikro değil) olması gerektiğine dikkat edin. C6=C7=0.05. Mikro devrenin girişine paralel olarak, 5 kΩ'luk bir direnç takın (direncin bir ucu LM386'nın 3. pimine, diğer ucu toprağa)

73 de UA1CBM

bilgi - ua1cbm.ru

Bu sayfada V. T. Polyakov'un 1990 baskısının "Radyo amatörlerine, doğrudan dönüştürme tekniği hakkında" - "80 m alıcı" kitabından bir bölüm var.

Alıcının devre şeması aşağıdaki şekilde gösterilmiştir.

Antenden C1 bağlantı kapasitörü aracılığıyla gelen sinyal, L1 C10 C11 giriş devresine ve ardından arka arkaya iki silikon diyot VD1, VD2 üzerinde yapılan karıştırıcıya beslenir. Karıştırıcı yükü, 3 kHz kesme frekansına sahip U şeklinde bir düşük geçişli filtre L3 C10 C11'dir. Lokal osilatör voltajı, karıştırıcıya ilk filtre kondansatörü - C10 üzerinden sağlanır.

Alıcının yerel osilatörü, transistör VT1 üzerinde kapasitif geri beslemeli şemaya göre monte edilir. Lokal osilatör devresi bobini kollektör devresine dahildir. Yerel osilatör ve giriş devresi, C3, C6 değişken kapasitanslı çift kapasitör bloğu ile aynı anda aralık üzerinden ayarlanır ve yerel osilatörün ayar frekansı (1,75 ... 1,9 MHz) iki kat daha düşüktür giriş devresinin ayarlama frekansı olarak.

Bas amplifikatörü, VT2, VT3 transistörlerinde kaskadlar arasında doğrudan bir bağlantı ile şemaya göre yapılır. Amplifikatörün yükü, TA-4 gibi DC direnci 4 kOhm olan yüksek empedanslı telefonlardır.

Alıcı, herhangi bir 12 V kaynakla çalıştırılabilir, akım tüketimi yaklaşık 4 mA'dır. Alıcı bobinleri L1 ve L2, 6 mm çapındaki çerçevelere sarılır ve 2,7 çapında ve 10 ... uzunluğunda 600NN ferrit çekirdeklerle ayarlanır. Sarma - döndürmek için çevirin. L1, 14 tur PELSHO 0.15 kablosu, L2 - 32 tur PELSHO 0.1 kablosu içerir. Her iki bobin için musluklar, topraklanmış kablodan sayılarak dördüncü dönüştendir.

100 mH endüktanslı filtre bobini L3, ferrit 2000NN'den yapılmış bir K18 × 8 × 5 manyetik devre üzerine sarılır ve 250 tur PELSHO 0,1 ... 0,15 tel içerir. Aynı ferritten bir K10 × 7 × 5 manyetik devre kullanarak, dönüş sayısını 300'e veya K18 × 8 × 5'i 1500NM veya 3000NM ferritten kullanabilirsiniz (bu durumda, sargı 290 veya 200 dönüşten oluşmalıdır, sırasıyla).

Aşırı durumlarda, ferrit manyetik çekirdeklerin yokluğunda, filtre bobini 1 ... 1,3 kOhm dirençli bir dirençle değiştirilebilir. Alıcının seçiciliği ve hassasiyeti biraz bozulacaktır. Değişken kapasitör bloğu, "Speedol" alıcısından kullanıldı. Başka bir blok kullanabilirsiniz, ancak her zaman bir hava dielektrik ile. SSB istasyonuna ayarlamayı kolaylaştırmak için, ünitenin en azından en basit sürmeli ile donatılması arzu edilir.

Alıcının yerel osilatöründe, herhangi bir harf indeksine sahip KT315 ve KT312 transistörleri iyi çalışır. Hemen hemen tüm düşük frekanslı p-n-p transistörler, düşük frekanslı bir amplifikatör için uygundur. Bununla birlikte, VT2'nin düşük gürültülü olması (P27A, P28, MP39B) ve transistörlerin her birinin akım aktarım katsayısının en az 50 ... 60 olması arzu edilir. Kondansatörler C2, C4, C5, C7 - KSO veya seramik. Parçaların geri kalanı herhangi bir tipte olabilir.

Alıcı şasesi 180×80 mm ölçülerinde bir ön panel ve ön panelin alt kısmında yanlara vidalanmış 110 mm uzunluğunda ve 20 mm yüksekliğinde iki adet yan çubuktan oluşmaktadır. Tüm bu detaylar duralumin'den yapılmıştır. Latalara 180×55 mm ebadında folyo kaplı getinaxtan montaj plakası takılır. Parçaların kart üzerindeki konumu, aşağıdaki şekilde.

İletkenlerin konumu kullanılan parçaların boyutlarına bağlı olduğundan, basılı iletkenlerin bir taslağı verilmemiştir. Basılı montaj gerekli değildir. Levha folyosuz malzemeden yapılmışsa, levha boyunca birkaç zemin rayı döşenmelidir. Bu tür lastiklerin alanı ne kadar büyük olursa, parçaların iç ve dış alıcılardan korunması o kadar iyi olur.

Alıcının kurulması, doğru akım için transistörlerin modlarının kontrol edilmesiyle başlar. Transistör VT3'ün toplayıcısındaki voltaj 7 ... 9 V olmalıdır. Belirtilenden farklı ise, direnç R3 seçilir. Transistör VT1'in vericisindeki voltaj 6..8 V'a eşit olmalıdır. Direnç R1'in direncinin seçilmesiyle düzenlenir.

Ardından L2 bobininin uçlarını kapatarak üretim olduğundan emin olmalısınız. Aynı zamanda, mikser gürültüsünün azalması nedeniyle telefonlardaki gürültü seviyesinin bir miktar düşmesi gerekir. Anteni bağladıktan sonra, herhangi bir istasyonu ayarlayın ve en yüksek alım hacmine göre L2 bobin musluğunun konumunu (± 1 - 2 tur içinde) seçin. Alıcının hassasiyeti bu işlemin eksiksizliğine bağlıdır.

Ayar aralığı, GSS kullanılarak veya amatör istasyonların sinyallerini dinleyerek L2 bobininin çekirdeği tarafından belirlenir. Son olarak giriş devresi, L1 bobininin çekirdeğini en yüksek alım ses seviyesinde döndürerek ayarlanır. Antenle bağlantı C1 kondansatörü tarafından kurulur, böylece çoğu istasyon orta ses seviyesinde duyulur. Bu, özel bir ses kontrolü ihtiyacını ortadan kaldırır.

Düzgün ayarlanmış bir alıcının, telefonlardaki ses voltajının anten terminallerindeki yüksek frekans voltajına oranı olarak ölçülen bir kazancı vardır, yaklaşık 15.000. Anten terminaline getirilen alıcının doğal gürültü voltajı 1'i geçmez. uV. 1,5 ... 2 μV'lik bir telgraf sinyali, telefonlarda zaten iyi bir şekilde ayırt ediliyor.

Yalnızca birkaç metre uzunluğunda bir anten kullanırken hava gürültüsü, alıcının kendi gürültüsünden çok daha üstündür. Ancak yeterli alım hacminin elde edilebilmesi için anten uzunluğunun en az 15...20 m olması arzu edilir.

Geçenlerde sekiz yaşındaki oğlum "havyaya katılmaya" karar verdi ve benden onunla bir tür alıcı yapmamı istedi. Evde cihazlardan - yalnızca bir Çin dijital multimetre olduğu gerçeğini dikkate alarak, seçimim zaten efsanevi PPP V.T. Polyakov'a düştü. Bu alıcıyı 80'lerde zaten yaptım ve geriye sadece hoş anılar bıraktı. Ama o yıllarda ne deneyimim ne de normal enstrümanlarım vardı ve tabii ki hiçbir enstrümantal ölçüm yapılmadı - işe yaradı ve tamam. Ve şimdi bu tasarımı tekrarlama ve cihazlarla test etme cazibesine direnmek zordu, ancak asıl mesele, aynı masaüstünde aynı anten üzerinde çalışırken (10-12 m yükseklikte tel) sesini PPP'mle karşılaştırmak. 10-12m) 40m bandında - girişim açısından IFR için en zor olanıdır, çünkü güçlü yayın yapan radyo istasyonları frekans olarak çok yakındır ve alıcı bu aralıkta iyi çalışırsa diğer herkeste sorunsuz çalışır. Dahası, özellikle germanyum transistörler üzerindeki PPP varyantıyla ilgileniyordum (zaten modası geçmiş olmasına rağmen - ancak birçok radyo amatörü onları çok eski zamanlardan beri her biri yarım kova bir komodinin içinde tutuyordu), çünkü. yazar, alıcıların veya sadece ULF'nin daha yumuşak sesini sağladıkları varsayılan meslektaşlarıyla birkaç kez görüştü. Ve şimdi, çok fazla acele etmeden, iki akşam oğlum (benim sıkı rehberliğim altında) alıcıyı lehimledi, modları kontrol etti, GPA'yı ayarlamak için birkaç dakika daha ve nefesini tutarak anteni bağladık (Şekil 1) ).

transistörler. Açıklamada belirtildiği gibi, hemen hemen tüm düşük frekanslı p-p-p transistörler, düşük frekanslı bir amplifikatör için uygundur. Bununla birlikte, V3'ün düşük gürültülü olması (P27A, P28, MP39B) ve her iki transistörün akım aktarım katsayısının en az 50-60 olması arzu edilir. .2) ve mevcut kopyalardan gerekli olanları seçin. Bu ölçümlerin sonuçlarının gösterge olarak ele alınması gerektiğine dikkat edilmelidir, çünkü özellikle germanyum transistörler için büyük bir hata mümkündür. DT-830V multimetre (ve benzeri Çinliler) için bu modun bir özelliği, ölçümün tabana 10 μA'lik sabit bir akım uygulandığında gerçekleştirilmesidir. germanyum transistörlerin bazı örnekleri, okumaların orantılı olarak fazla tahmin edilmesine yol açan karşılaştırılabilir bir toplayıcı tabanlı ters akıma sahip olabilir. Ama bizim durumumuzda kritik değil.

Musluk Diyotları KD503,509, 512, 521,522 serisinden herhangi bir yüksek frekanslı silikon olabilir, ancak ithal 1N4148 ve benzeri daha iyidir. Karşılanabilir ve ucuzdurlar (0,01 ABD doları), ancak ana avantaj, yerli olanlara kıyasla önemli ölçüde daha küçük bir parametre dağılımıdır. Diyot süreklilik modunda DT-830V multimetreyi açarak doğrudan dirençle de olsa bir çift halinde almanız önerilir. Fotoğrafta (Şek. 3)
elliden fazla 1N4148 diyotun kontrol edilmesi ve seçilmesinin sonucu verilir. Gördüğünüz gibi, doğrudan dirençteki dağılımları son derece küçüktür ve bu arada, çok diyotlu karıştırıcılar oluşturmak için güvenle önerilmelerini sağlar. Karşılaştırma için, aşağı yukarı yakın değerlere sahip bir çift yerli KD522 almak için 2 düzine diyottan geçmek zorunda kaldım.

TPG her şey olabilir, ancak her zaman bir hava dielektrik ile, aksi takdirde kabul edilebilir bir GPA kararlılığı elde etmek zor olacaktır. Hala radyo pazarlarımızda sıklıkla bulunan eski endüstriyel alıcıların (Şekil 4) VHF bloklarından alınan KPI'lar çok uygundur.
Bir SSB istasyonuna ayarlamayı çok daha kolay hale getiren yerleşik bir 1:4 verniyeye sahiptirler. Her iki bölümü paralel bağlayarak yaklaşık 8-34pF'lik bir kapasitans elde ederiz.

Kesinlik için, böyle bir KPI'ya sahip olduğumuz gerçeğinden hareket edeceğiz. KPI'nizin maksimum kapasitansı farklıysa, seri olarak 39-51pF'lik bir germe kapasitörü ekleyerek bunu gerekli olana getirmek kolaydır. Bir çekme kapasitörünün hesaplanması oldukça basittir. Seri bağlı kapasitörlerin toplam veya eşdeğer kapasitansı Cekv = (Skpe * Crast) / (Ckpe + Crast).

kulaklıklar elektromanyetik, zorunlu olarak yüksek dirençli (yaklaşık 0,5H endüktanslı ve 1500 ... 2200 Ohm DC dirençli elektromıknatıs bobinleriyle), örneğin TON-1, TON-2, TON-2m, TA-4 türleri , TA-56m. Seri bağlandığında, yani birinin "+"sı diğerinin "-"sine bağlandığında, doğru akım için toplam direnci 3,2-4,4 kOhm, alternatif akım için, yaklaşık olarak 10-12 kOhm'dur. 1 kHz frekansı. Böylece RA3AAE'nin orijinal IFR şemasına dahil edilirler, bu yüzden onları bırakmak mantıklıdır. Benim versiyonumda, TON-2 telefonlar paralel olarak bağlandı, bu da Radio-76'nın çalışması sırasında bir seferde çok fazla ses elde etmeyi mümkün kıldı, çünkü direnç 4 kat daha az (her ikisi de doğru akımda 800-1.1 kOhm) ve alternatif akımda - yaklaşık 3,5-4 kOhm), buna göre çıkış gücünde 4 kat artış sağladı. Artık seri bağlantıya değiştirmedim - bu kritik değil, ancak deneyimin gösterdiği gibi, ortaya çıkan ses seviyesi hala aşırı ve bu PPP için telefonların seri bağlantısını uygulamak daha iyi.
Bobin LPF. Makalede belirtildiği gibi, 100 mH endüktanslı L3 alçak geçiren filtre bobini, 2000NN ferritten yapılmış ve 250 tur PELSHO 0.1-0.15 tel içeren bir K18X8X5 manyetik devre üzerine sarılmıştır. K10X7X5 manyetik devresini aynı ferritten, dönüş sayısını 300'e veya K18X8X5'i 1500NM veya 3000NM ferritten kullanabilirsiniz (bu durumda, sargı sırasıyla 290 ve 200 dönüşten oluşmalıdır). Uygun bir hazır olanı da kullanabilirsiniz, örneğin, küçük boyutlu transistör alıcılarından çıkış transformatörünün birincil sargısının yarısını veya bir kaset kayıt cihazının evrensel manyetik kafalarının sargılarından birini kullanarak. 105 mGot için demonte bir endüstriyel alçak geçiren filtre D3.4 için hazır bir bobin kullandım. Aşırı durumlarda, filtre bobini 1-1,3 kOhm dirençli bir dirençle değiştirilebilir. Ancak yine de bundan kaçınmak daha iyidir çünkü alıcının seçiciliği ve hassasiyeti zaten çok yüksek değildir ve gözle görülür şekilde bozulacaktır.

RF indüktörleri(PDF ve GPD). Bu indüktörlere özel dikkat gösterilmelidir, çünkü kalitelerine çok şey bağlıdır: alıcı hassasiyeti, yerel osilatör frekans kararlılığı, seçicilik. Ve forumlardaki iletişim deneyiminin gösterdiği gibi, acemi radyo amatörleri için en büyük zorluklara neden olan şey onların üretimidir, çünkü. Yazarınkiyle aynı çerçeveleri elde etmek (satın almak) mümkün olmayacak veya alıcıyı farklı bir aralıkta yeniden oluşturmak isteyeceksiniz. Bu durumda, en azından en basit önek olan bir endüktans ölçerin varlığı büyük ölçüde yardımcı olacaktır.

Ancak, daha önce anlaştığımız gibi, bir multimetre ve HF bandına sahip bir ev yayın alıcısından başka bir şeyimiz yok - bir veya daha fazla genişletilmiş - kritik değil, bende Ishim-003 var. Bu durumda bobinler nasıl doğru seçilir (hesaplanır) ve yapılır?

Öncelikle devrenin rezonans frekansının bilinen Thomson formülü ile belirlendiğini hatırlatmama izin verin.
F, MHz cinsinden frekans, L, µH cinsinden endüktans, C, pF cinsinden kapasitanstır.

Gerekli değerlere yakın endüktansa sahip hazır bobinlerin mevcudiyeti. Kural olarak, bir radyo amatörünün "komodinin" etrafında, "bağışçı" ve yeni tasarımlar için parça tedarikçisi olarak hizmet veren birkaç eski, bozuk alıcı bulunur. ve alıcımız için çoğu değişiklik yapılmadan bitmiş şekle sığabilen bobinler. Endüktansı ölçme fırsatımız olmadığı için, referans verilerini arayabiliriz - en gerçekçi şekilde, daha önce toplu miktarlarda üretilen ev aletleriyle ilgili referans kitaplarında. Artık internette çok etkili arama motorları var, bu nedenle bu tür dizinleri elektronik biçimde bulmak sorun değil.

Bitmiş bobinlerin seçimi için temel gereksinim, dönüşlerin 1/3 ... 1/4 (kritik olmayan) kısmından bir kılavuz (veya bağlantı bobini) bulunmasıdır. Yani PPP'm için "bağışçı" eski "Sonata" idi. GPA'da, 3,6 μH (26,5 tur döngü bobini ve 8 tur iletişim bobini) endüktanslı bir KV-2 yerel osilatör devresi kurdum ve daha uygun bir devre olmadığında kurduğum giriş devresine biri, 1,2 μH endüktanslı bir KV-4 bobini (3,5'ten bir dokunuşla 15 dönüş) - görebileceğiniz gibi, ikincisi optimumdan çok uzak ve yine de bu çözüm oldukça verimli ve göreceğimiz gibi aşağıdaki, mikserin potansiyelinin neredeyse tamamen gerçekleşmesini sağlar.

Diğer bir kriter, mevcut KPI ile gerekli ayar aralığını sağlamak için döngü kapasitansının seçimidir. Hesaplama oldukça basit. göreli bant genişliği, örneğin 7 MHz, kenarlarda küçük bir marj = (7120-6980)/7050=0,02 veya %2. Bunu yapmak için döngü kapasitansı çift değerle yeniden oluşturulmalıdır, yani. %4 (240pF değerinden), bu sadece 9,6 pF'dir ve pratik uygulamada çok uygun değildir, çünkü düşük kapasiteli bir VHF KPI için bile ve bir aktif bölümle, bir germe kapasitörü açmak gerekir, ancak maksimum 270-360pF kapasitanslı standart KPI'ları açmaya ne dersiniz? Bu nedenle, tersinden gidiyoruz - 34pF-8pF \u003d 26 pF kapasitansının yeniden yapılandırılması% 4'tür, dolayısıyla devrenin toplam kapasitansı 650pF'dir. Bu durumda endüktans 3,2 μH'dir. Bu çekirdeği hareket ettirerek endüktansta ince ayar yapma olasılığına dayanarak, pasaport endüktansı 3.6 μH (çekirdeğin orta konumu ile) olan elimizdeki bobini koyalım.

Ancak bir radyo amatörünün "stratejik" hazır bobin stokları yoksa ne yapmalıdır? Başka seçenek yok - mevcut olan çerçevelerde onları kendiniz yapmalısınız. Kendimizi bir kumpasla silahlandırıyoruz ve bölümler varsa çapı ölçüyoruz - iç çap, bir bölümün genişliği ve aynı anda yanakların çapı, ardından çerçevenin dış muayenesini yapıyoruz - düz veya nervürlü (HF alıcı bobinleri, 100NN çekirdek veya TV'lerden gelen IF bobinleri) - kesitli tüm HF bantları için iyidir (heterodin SV, DV veya IF, çekirdek 600НН) - düşük bantlarda (160 ve 80m) en iyi sonuçlar. Bobinin dönüş sayısının hesaplanması oldukça basittir.

Ayar çekirdeğinin (orta konumda) endüktansı yaklaşık 1,3-1,5 kat (ferrit ise) veya 1,2-1,3 kat (eski TV'lerin IF bobinlerinden 10 mm uzunluğunda karbonil) artırdığı gerçeği dikkate alındığında, hesaplama bobin dönüşleri, gerekli endüktanstan düşürülen karşılık gelen sayıda kez gerçekleştirilir. Hesaplama formülleri tüm amatör radyo referans kitaplarında verilmiştir, ancak genellikle özel hesaplama programları kullanmak daha uygundur, örneğin, tek katmanlı bir bobin hesaplamak daha uygundur MIX10 , BOBİN32 ve tüm türler için, dahil. çok katmanlı - RTE.

GPA hakkında birkaç söz söylenmelidir. Bu PPP, OB devresine göre bağlanmış bir transistör T1 (Şekil 5.) ile kapasitif üç noktalı bir devre kullanır. R1C5 devresi, genlik dengeleme (gridlick) işlevlerini yerine getirir, ancak bunun yanı sıra, aynı genlik dengeleme işlevi (ve çok etkili bir şekilde), VPD'deki yük karıştırıcı (aynı iki yönlü diyot sınırlayıcı) tarafından gerçekleştirilir. Sonuç olarak, ters POS C8 / C7'nin kapasitanslarının 5-10 içinde ve yeterince yüksek frekanslı bir transistör (Fgran>10F köle) oranını seçerken, bizim durumumuzda bu koşul karşılanır, KT312 Fgran>120MHz için KT315 Fgran>250MHz), GPA, devrenin karakteristik empedansını değiştirirken kararlı üretim ve kararlı genlik sağlar, örn. oran L / C çok geniş bir aralıkta, bu aslında bize endüktans veya kapasitans değerlerini seçmede büyük özgürlük imkanı veriyor.

Csum \u003d Spar + Skpe + Seq 7.8. Bizim durumumuz için, hesaplama C7=750, C8=4700pF verir.

Bir hava dielektrikli CPI kullanımının, termal stabilizasyon için özel önlemler almadan bize neredeyse otomatik olarak GPA'nın çok yüksek bir stabilitesini sağlayacağını bir kez daha vurguluyorum. Bu nedenle, 7 MHz PPP modelim, Krona tarafından çalıştırıldığında, SSB istasyonunu muhabirin sesinin tınısında gözle görülür bir değişiklik olmadan en az yarım saat tutar, yani. mutlak dengesizlik 50-100 Hz'den daha kötü değil!

PPP kurmak

Parçaları monte ettikten sonra, hata olup olmadığını dikkatlice tekrar kontrol ediyoruz ve gücü - bir pil veya akümülatörü - bağlıyoruz. Telefonlarda küçük, zar zor ayırt edilebilir ve hatta spektrum gürültüsü duyulmalıdır, eğer onunla kısık, düşük frekanslı bir gölge karıştırılırsa - şebekeden 50 Hz frekansla doğrudan alma kanıtı, bir parazit kaynağı arıyoruz düzenimizin yakınında ve en azından ayarlama sırasında onu kaldırıyoruz. Bu yüzden, onu ilk açtığımda, kaynağı havyanın yakından yerleştirilmiş bir düşürme transformatörü olduğu ortaya çıkan, onu masadan zemine aktardıktan sonra, parazit görünmez hale gelen gözle görülür bir arka plan vardı. Gelecekte, PPP'yi bitmiş bir tasarıma dönüştürürken, korumalı (metal) bir kasaya yerleştirilmesi şiddetle tavsiye edilir ve bu tür sorunlar arka planda kaybolacaktır. Parmağınızla alçak geçiren filtre bobini L3'ün terminallerinden herhangi birine dokunarak ULF'nin genel performansından eminiz. Telefonlarda yüksek bir "hırıltı" duyulmalıdır. DC besleme modlarını kontrol ediyoruz - T3 yayıcıda (Şekil 6), gürültü açısından en uygun T2 modunu sağlayan 0,9-1,3V düzeyinde bir voltaj olmalıdır. Gerilim bu sınırların ötesine geçerse, direncindeki bir artışın gerilimde bir artışa neden olduğu ve bunun tersinin de geçerli olduğu gerçeğini hesaba katarak gerekli R2 seçimini elde ederiz. Direnç R5'in değeri, çıkış aşamasının akımını ayarlar, bu durumda yaklaşık 2mA, bu, telefonlar paralel bağlandığında en uygun olanıdır, seri bağlantınız varsa, bu direnci 1-1,5'e çıkarmak daha iyidir kOhm, aynı zamanda bu, PPP'nin verimliliğini biraz artıracaktır.

Ardından, GPA'yı kontrol ediyoruz. T1 transistörünün yayıcısındaki voltajın 6-8V'a eşit olması gerekmediğine (orijinal kaynakta belirtildiği gibi) dikkat edilmelidir, ancak normal olarak çalışan bir devrede 2 ila aynı 6 arasında olabilir. -8V, örneğin benim düzenimde yaklaşık 2, 4B'dir. Genel durumda bu değer birçok faktöre bağlıdır - karıştırıcı diyotların tipi, transistör Kus, POS'un derinliği, devrenin kalite faktörü, karıştırıcının devreye dahil edilme katsayısı, yani. kuplaj bobininin dönüş sayısı veya bobin musluğunun yeri, taban ve emitör devrelerindeki dirençlerin değerleri vb.

Diğer kaynaklarda, silikon diyotlu VPD'ler için benzer karıştırıcıların ayarını açıklarken, karıştırıcıya yaklaşık 0,7 ... 1V genlikte voltaj verilmesi önerilir - bunu kontrol edecek bir şeye sahip olmaları iyidir - bir RF voltmetre veya bir osiloskop. Ancak özünde, tüm bunlar ayarın DOLAYLI kontrol yöntemleridir, ancak birçok açıdan doğru olsa da, çoğu zaman OPTİMAL olmaktan uzaktır, çünkü diyotların açma voltajı yalnızca farklı tipler için önemli ölçüde farklılık göstermez (örneğin, KD503'te şunlardan biri vardır: en yüksek, KD521'de daha az var, KD522'de daha da az var) ama ayrıca aynı tip içinde. Mikser modunun doğru ve optimum ayarı, genel durumda, YALNIZCA DD ve hassasiyetin doğrudan enstrümantal kontrolünü sağlayacaktır.

Bunu yapmak için diyotlardan birinin sol (bkz. Şekil 6) çıkışını bir yardımcı RC devresine çeviriyoruz. Sonuç, ikiye katlama ve bir mikser için yaklaşık olarak gerçek olana eşdeğer bir yük ile klasik bir GPA voltaj doğrultucudur. Bu tür "yerleşik RF voltmetre", bize belirli diyotların çalışma modlarını doğrudan çalışma devresindeki belirli bir GPA'dan gerçekten ölçme fırsatı verir. Kontrol için DC voltaj ölçüm modunda direnç 0R1'e bir multimetre bağlayarak, direnç R3'ü seçerek 0,35-0,45V'luk bir voltaj elde ederiz - bu, 1N4148, KD522.521 diyotları için en uygun voltaj olacaktır. KD503 kullanılıyorsa, optimum voltaj daha yüksektir - 0,4-0,5V. İşte tüm kurulum. Diyotun çıkışını tekrar yerine lehimliyoruz ve yardımcı zinciri çıkarıyoruz.

tablo 1

Ana kesme frekanslarıKBaralıklar

Aralıklar
kısaltılmış isimler, m	Frekans sınırları, MHz	Bant genişliği, MHz.	fcp, Mhz	Bağıl aralık genişliği, %
	KByayın bantları
49	5,950 - 6,200	0,250	6,075	4,1
41	7,100 - 7,300	0,200	7,200	2,7
31	9,500 - 9,775 11,700 - 11,975 15,100 - 15,450	0,275	9,637	2,8
16	17,700 - 17,900	0,200	17,800	1.1
13	21,450 - 21,750	0,300	21,600	1,3
11	25,600 - 26,100	0,500	25,850	1,9
KBamatör radyo bantları
160	1,8 0 0 - 2 , 00 0	0, 2 00	1,900	10,5
80	3,500 - 3, 80 0	0, 30 0	3, 650	8,2
40	7,000 - 7, 2 00	0, 2 00	7, 10 0	2,8
20	14,000 - 14,350	0,350	14,175	2,4
14	21,000 - 21,450	0,450	21,225	2,2
10	28,000 - 29,700	1,700	28,850	5,8

10-22nF kapasiteli (kritik değil) kapasitör 0C2, böylece ULF'imizi düşük frekanslı bir jeneratöre dönüştürür ve mikser şimdi duyduğumuz frekansla bir AM modülatörünün işlevlerini yerine getirecek (ve oldukça etkili!) telefonlarda. Artık GPA oluşturma frekansının aranması, yalnızca ana GPA frekansında değil, aynı zamanda harmoniklerinde de büyük ölçüde kolaylaştırılacaktır. Bunu, iletişim alıcı modunda ve ardından AM modunda önce temel frekansı (3,5 MHz) ve ikinci harmoniği (7 MHz) arayarak deneysel olarak kontrol ettim. Sinyalin hacmi ve arama kolaylığı hemen hemen aynıdır, tek fark, AM modunda, geniş modülasyon bant genişliği ve IF'nin bant genişliği nedeniyle, frekansı belirleme doğruluğunun biraz daha düşük olmasıdır (2- %3), ama bu çok kritik değil, çünkü. dijital ölçek yoksa, toplam frekans ölçüm hatası, kontrol alıcısının mekanik ölçeğinin doğruluğu ile belirlenir ve burada hata çok daha yüksektir (% 5-10'a kadar), bu nedenle GPA hesaplanırken, GPA ayarlama aralığını biraz marjla sağlıyoruz.

Ölçüm yönteminin kendisi basittir. Küçük bir tel parçasının bir ucunu, örneğin multimetreden gelen problardan birini kontrol alıcısının harici anten jakına bağlarız ve diğer ucunu basitçe ayarlanabilir GPA bobininin yanına yerleştiririz. KPE GPA düğmesini maksimum kapasite konumuna getirerek, yüksek tonlu bir sinyal aramak için alıcı ayar düğmesini kullanın ve alıcı ölçeğinde frekansı belirleyin. alıcı ölçeği bir radyo dalgasının metre cinsinden kalibre edilmişse, o zaman MHz cinsinden bir frekansa dönüştürmek için en basit F = 300 / L formülünü (metre cinsinden dalga boyu) kullanırız.

Böylece, ilk kez açtığımda, 3120-3400 kHz aralığında (ayar çekirdeğinin konumuna bağlı olarak) daha düşük GPA oluşturma frekansına sahip oldum ve buradan arzu edildiği görülebiliyor. başlangıç frekansını yüzde 10-12 artırmak ve buna göre bunun için devre kapasitansını% 20-24 azaltmak gerekir. Bunu yapmanın en kolay yolu C8'i 620pF'ye ayarlamaktır. Bu değiştirmeden sonra, bobin çekirdeğini oluşturarak, GPA ayarlama aralığını, 6980-7130 kHz frekanslarında alıma karşılık gelen gerekli olana (3490-3565 kHz) kolayca sürüyoruz. Ardından, anteni bağlarız, KPI düğmesini orta konuma, yani çalışma aralığının ortasına ayarlarız ve L1 bobin çekirdeğini hareket ettirerek giriş devresini maksimum gürültü ve eter sinyallerine ayarlarız. Maksimuma ulaştıktan sonra çekirdeğin dönüşü sırasında gürültüde bir azalma gözlemlenirse, bu giriş devresinin doğru yapılandırıldığını gösterir, çekirdeği maksimum konuma döndürürüz ve amatör SSB istasyonlarını aramaya ve sırayla dinlemeyi test etmeye başlayabiliriz. PPP'nin kalitesini değerlendirmek için. Çekirdeğin dönüşü (her iki yönde) net bir maksimumu sabitleyemezse, yani sinyal büyümeye devam ederse, devremiz yanlış yapılandırılmıştır ve bir kapasitör seçilmesi gerekecektir. Bu nedenle, çekirdek tamamen gevşetildiğinde sinyal artmaya devam ederse, C2 devresinin kapasitansı kural olarak azaltılmalıdır (bobin ön hesaplaması hatasız yapılırsa), bir sonraki en yakın değeri ayarlamak yeterlidir - benim versiyonumda 390pF. Ve yine giriş devresini rezonansa ayarlama olasılığını kontrol ediyoruz. Tersine, çekirdek tamamen söküldüğünde sinyal azalmaya devam ederse, C2 devresinin kapasitansı artırılmalıdır.

PPP'nin test sonuçlarının analizi ve modernizasyonu. Yukarıda belirtildiği gibi, havadan dinleyen ilk SPT şunu gösterdi:

1. Sesin, spektrum boyunca kenetlenmiş ve kulağa çok hoş olmayan bir tür çınlama olduğu ortaya çıktı.

Bu sorunların nedenlerini ve çözümlerini yukarıda listelenen sırayla inceleyelim. Ve burada sadece ön hazırlık sırasında elde edilen transistör parametrelerine sahibiz.

Kulaklıkların yazarın Ticaret ve Sanayi Odasına test bağlantısı, elbette Hi-Fi olmasa da, iyi durumda olduklarını ve oldukça iyi ses çıkardıklarını gösterdi. Noktanın içlerinde olmadığı, ancak genel frekans yanıtının oluşumundan sorumlu olan düşük frekanslı yolun (Şekil 5) başarısız bir şekilde seçilmiş öğelerinde olduğu ortaya çıktı. Böyle dört unsur vardır:
- LPF C3L3C5, yaklaşık 3 kHz kesme frekansına sahip U-şekilli devreye göre yapılmış, yalnızca karakteristik olana eşit bir yükte yatay bir frekans yanıtı sağlayan, şemada gösterilen elemanlar için yaklaşık 1 kOhm [5 ]. Filtre uyuşmazlığı durumunda, frekans yanıtı bir miktar değişir: karakteristik olandan birkaç kat daha az bir direnç üzerine yüklendiğinde, frekans yanıtında kesme frekansı bölgesinde birkaç dB azalma olur, aksi takdirde bir artış görülmektedir. Ses spektrumunun üst frekanslarında hafif bir artış anlaşılırlığı artırmak için yararlıdır, bu nedenle gerçek bir devrede filtreyi karakteristik olandan 1,5-2 kat daha yüksek bir dirençle yüklemek tavsiye edilir. Ancak, alçak geçiren filtrenin yük direnci önemli ölçüde daha yüksekse, frekans yanıtı, alınan sinyalin spektrumunda gözle görülür bir bozulmaya ve hoş olmayan bir "zil" görünümüne yol açacak belirgin bir rezonans elde edecektir. Yukarıdakilerin, yeterince yüksek bir kalite faktörü (10-15'ten fazla) düşük geçişli filtre bobinleri ile doğru olduğuna dikkat edilmelidir - bunlar, kural olarak, halka üzerine sarılmış bobinler ve yüksek geçirgenliğe sahip zırhlı ferrit çekirdeklerdir. Küçük boyutlu düşük frekanslı transformatörler veya teyp kayıt GU'ları temelinde yapılan bobinler için, kalite faktörü önemli ölçüde düşüktür ve kulak tarafından fark edilen rezonans olayları (çınlama), optimumdan 5-7 kat daha büyük bir yükte bile pratik olarak fark edilmez. . Devremizde yükün rolü ULF giriş direnci, daha doğrusu OE devresine göre bağlanan T2 transistör üzerindeki kaskadın giriş direnci tarafından oynanır. Tanımlayalım. OE Rin2 = Vst * Re2 olan bir devre için, burada Re2, transistör T2'nin yayıcı bağlantısının direncidir, Re2 = 0.026 / Ik2 ampirik formülü ile oldukça doğru bir şekilde belirlenebilir (bundan sonra tüm değerler şu şekilde ifade edilir: volt, amper ve ohm). Yani, Ik2 \u003d (Upit-1.2) / R4 \u003d (9-1.2) / 10000 \u003d 0.0008A, Re2 \u003d 0.026 / 0.0008 \u003d 33 ohm ve Rin2 \u003d 90 * 33 \u003d 2.97 kOh m. İşte PPP'nin "çınlama" sesinin ilk nedeni - aşırı yüksek LPF yükü. Gerekli yükü sağlamak için C5'e paralel 3,3 kOhm'luk bir direnç koyduk. Vst \u003d 30-50 olan bir transistör kullanırsanız, ULF'nin giriş direnci gerekli olana (1.2-1.6 kOhm) yakındır ve ek bir direnç gerekmez.
- kesme frekansı Fср=1/(6.28*Rin2*С9)=1/(6.28*2970*0.0000001)=536Hz olan, ULF giriş dirençli tek bağlantılı bir yüksek geçiş filtresi oluşturan ayırma kapasitörü C9. Aşağıdan “sıkıştırılmış” spektrumun nedeni budur. Ayrıca, Vst = 30-50 olan bir transistör kullanırsanız, durum daha da kötüdür - HPF girişinin kesme frekansı 1000-1500Hz'e yükselecektir !!! SPP'nin frekans yanıtının alt kısmının transistör parametrelerinin yayılmasına bağlı olmaması için, kapasitans C9 3-4 kat arttırılmalıdır, yani; 0,33-0,47 uF'yi seçin.
- kondansatör C10, şöntleme direnci R5, Fav = 1 / (6.28 * R5 * C10) = 60 Hz üzerindeki frekanslarda alternatif akım için genel (tüm ULF için) FOS'u ortadan kaldırır ve burada, ilk bakışta her şey doğru görünüyor, Ancak ...
  Şek. ULF çıkış aşamasının yayıcı kısmının eşdeğer devresini gösteren 7. Gördüğünüz gibi, T3 transistörünün emitör direnci Re3, C10 kondansatörüne seri bağlanır ve bunlar klasik bir RF düzeltme devresi, yani eşdeğer bir HPF devresi oluşturur - Fcp = 1 / (6.28 *) kesme frekansı ile düşük frekansları bastırır Ke3 * C10). Transistör T3 \u003d 0,026 / 0,002 \u003d 13 ohm'un yayıcı direnci Re3'ün değeri ve sonuç olarak, Fav \u003d 2,6 kHz çıkış aşamasının RF düzeltme devresinin kesme frekansı !!! İşte aşağıdan “sıkıştırılmış” spektrumun ikinci nedeni. Kolektör akımınız T3 daha azsa (telefonların seri bağlantısı seçeneği için - 1 mA, yani direnç R5 = 1,2-1,5 kOhm), o zaman Fav = 1,3 kHz, bu hala son derece kabul edilemez bir değer verir. Gerçek bir devrede, bu devrenin, nispeten küçük T3 transistör Vst'si (70-100'den az) ile aşağıdan frekans yanıtının bloke edilmesi üzerindeki gözle görülür etkisinin, yaklaşık 500-600Hz'den daha düşük frekansları etkilediğine dikkat edilmelidir. Ancak transistör T3'ün Vst'sinin etkin değerini artırdığımız anda (T3'ün girişine ek bir yayıcı izleyici ekliyoruz - aşağıdaki iyileştirmenin açıklamasına bakın), tüm ihtişamıyla, yani -6dB'lik bir eğime sahip düşük frekanslı blokaj, 2,6 kHz'lik kesme frekansına kadar tüm aralıkta olacaktır. Bu nedenle, SPP'nin frekans yanıtının alt kısmının transistörlerin çalışma modlarına ve parametrelerine bağlı olmaması için, kapasitans C10'un 10-20 kat arttırılması gerekir, yani. 47-100uF'yi seçin.
- paralel bağlı kulaklıkların endüktansı ile birlikte yaklaşık 1,2 kHz frekanslı bir rezonans devresi oluşturan kapasitör C12. Ancak, sargıların büyük aktif direnci nedeniyle, ikincisinin kalite faktörünün düşük olduğunu hemen belirtmek isterim - -6dB seviyesindeki bant genişliği yaklaşık 400-2800Hz'dir, bu nedenle genel frekans tepkisi üzerindeki etkisi önceki paragraflardan daha az önemlidir ve yardımcı filtreleme ve frekans yanıtının hafif düzeltmesi niteliğindedir. Böylece telgraf severler C12 = 68-82nF'yi seçebilir, böylece rezonansı 800-1000Hz frekanslarına kaydırmış oluruz. Sinyal sağır ise ve konuşma sinyalinin anlaşılırlığını artırmak için yüksek frekanslarda bir artış sağlamak gerekir, rezonansı 1,8-2 kHz'e yükseltecek C12 \u003d 22nF alabilirsiniz. Telefonları seri olarak açma seçeneği için, C12 kondansatörünün belirtilen değerlerini 4 kat azaltmak gerekir.

PPP'mizin DD'sini genişletmek için, ULF'sinin kazancını en üst düzeye çıkarmak gerekir; bu, aynı ses seviyesini korurken daha düşük sinyal seviyelerinin mikser girişine beslenmesine izin verecek ve giriş sinyali seviyesini hızlı bir şekilde ayarlama imkanı sağlayacaktır. ve aslında - DD alıcısını DD canlı yayın sinyalleriyle eşleştirerek.

Deneme dinleme, PPP'nin kendi kendine gürültü seviyesinin çok düşük olduğunu gösterdi - gürültü zar zor duyulabilir. Ve bu, ULF'nin genel kazancını en az birkaç kez artırma fırsatına sahip olduğumuz anlamına gelir - telefonlarda duyulan SPP'nin doğal gürültüsü rahatsızlık eşiğine ulaşmadığında - telefonlarla çalışırken. yazar, bu seviye yaklaşık 15-20mV'dir. Teorik analiz, ULF devremizin (birbirleri arasında galvanik bağlantılı OE ile iki kademeli) ilk yaklaşımdaki voltaj kazancının Kus = (Vst3 * Rtelef * Ik2) / 0.026 olduğunu, yani esasen sadece kollektör akımına bağlı olduğunu göstermektedir. birinci aşama , statik katsayı ikinci aşamanın T3 transistörünün akımının ve telefonların direncinin yükseltilmesi (ve göründüğü kadar garip, pratik olarak giriş aşamasının T2 transistörünün Vst'sine bağlı değildir). Formülün bu üç bileşeninden ikisi oldukça katı bir şekilde ayarlanmıştır. Ik2 \u003d 0,5-0,9 mA, ilk aşamanın minimum gürültüsünü elde etme koşuluyla belirlenir, Rtel - ayrıca değiştirilemez (telefonların zaten seri olarak kapsüllerle bağlandığı varsayılır).

Geriye kalan tek seçenek Vst'yi artırmaktır. Ama nasıl? Yazar, büyük zorluklarla, iyi bir düzine MP-NIS'den (genellikle Vst = 30-50 olan) geçtikten sonra, Vst = 110 (özel diyebilirsiniz) olan bir MP41A buldu, ancak her biri daha da büyüğüne ihtiyacımız var. 5-7, Vst?

GPA'nın çıkış voltajı şimdi, ayarlama süresi için uygun bir şekilde 3,3-4,7 kOhm'luk bir düzeltici ile değiştirilen direnç R9 seçilerek ayarlanır. Optimum GPA voltajını ayarladıktan sonra, ortaya çıkan direnç değerini ölçüyoruz ve en yakın nominal değerin sabitini belirliyoruz.

Şema üzerinde yukarıdaki ayarlamaları yaptıktan sonra, PPP'nin sesi doğal, doğal bir gölge aldı ve yayını dinlemek daha rahat hale geldi.

Sonraki enstrümantal ölçümler, duyarlılığın (s / w = 10dB'de) yaklaşık 1,5-1,6 μV olduğunu, yani azaltılmış gürültü seviyesinin yaklaşık 0,5-0,55 μV olduğunu gösterdi. PPP çıkışındaki toplam gürültü seviyesi 12,5-13mV'dir. Toplam Kus 20 binden fazla. Sinyal seviyesi, 50 kHz'lik bir ayarlamada %30 AM'dir ve 10-11 mV mertebesinde bir gürültü seviyesinde (doğrudan AM tespiti nedeniyle) parazit yaratır, yani. DD2 alıcımızın 86 dB'den daha kötü olmadığı ortaya çıktı - VPD'deki mikserin potansiyel yetenekleri düzeyinde mükemmel bir sonuç! Karşılaştırma için, 174XA2 tabanlı şu anda popüler olan SPP'nin DD2'si yalnızca 45-50dB'dir.

Çözüm. Gördüğünüz gibi, hayır, çok basit olduğu ortaya çıktı, bu basit PPP. Ancak PPP tekniği çok demokratiktir (bu yüzden muhteşemdir) ve basit, kelimenin tam anlamıyla doğaçlama, amatör radyo amatörleri için bile evde üretme ve ayarlama araçları, parametreler açısından çok iyi tasarımlar sağlar. Ve dürüst olmak gerekirse, uzun zamandır bu PPP'nin "tırmığını" kurmak ve tırmıklamakla meşgul olduğum dört gündeki kadar zevk ve yaratıcı tatmin almadım. Adil olmak gerekirse, RA3AAE'den sonraki benzer (üç transistörde) PPP tasarımlarında, örneğin sonuncusunda [6], belki de yüksek Vst dışında (ki bu çok muhtemelen KT3102 için), alçak geçiren filtre yükü yüksektir, çünkü eğer PPP sesi "çınlıyorsa" - nasıl işlendiğini umarım artık biliyorsunuzdur.