Un simplu receptor de conversie directă din piesele disponibile (moderne). Un receptor simplu cu conversie directă din părțile disponibile (moderne) Un receptor cu conversie directă cu trei tranzistoare Polyakov

Construiesc un PPP simplu

Recent, fiul meu de opt ani s-a hotărât să „se alăture fierului de lipit” și mi-a cerut să fac un fel de receptor cu el. Ținând cont de faptul că acasă de la dispozitive - doar un multimetru digital chinezesc, alegerea mea a căzut pe deja legendarul PPP V.T. Polyakov. Am făcut deja acest receptor în anii 80 și doar el a plecat Amintiri frumoase. Dar în acei ani nu aveam nici experiență, nici instrumente normale și, desigur, nu s-au efectuat măsurători instrumentale - a funcționat și în regulă. Și acum a fost dificil să rezist tentației de a repeta acest design și de a-l testa cu dispozitive, dar principalul lucru este să-i compar sunetul cu PPP-ul meu.atunci când lucrați pe același desktop pe aceeași antenă (fire de 10-12m la o înălțime de 10-12m) pe banda de 40m - cel mai dificil pentru IFR în ceea ce privește interferența, deoarece posturile de radio puternice sunt foarte apropiate ca frecvență și dacă receptorul funcționează bine pe această gamă, va funcționa fără probleme pe toți ceilalți. Mai mult, m-a interesat varianta PPP în special pe tranzistoarele cu germaniu (deși deja învechite - dar mulți radioamatori le au din timpuri imemoriale într-o noptieră câte o jumătate de găleată fiecare), pentru că. autorul a întâlnit deja de mai multe ori colegi care se presupune că oferă un sunet mai blând al receptorilor sau doar ULF. Și acum, fără prea multă grabă, în două seri, fiul meu (sub îndrumarea mea strictă) a lipit receptorul, a verificat modurile, încă câteva minute pentru a regla GPA și, cu răsuflarea tăiată, conectăm antena (Fig. 1). ).

Vai, este seara (era in februarie, 22-00 ora Moscovei), practic nu se trece si doar fluieraturi asurzitoare, zgomote si...un radiodifuzor chinez se aud in casti pe toata gama. Dimineața, înainte de a pleca la serviciu, am pornit din nou PPP-ul. Trecerea era bună, posturile de amatori sunau tare și uneori asurzitor, dar sunetul suna cumva, strâns de-a lungul spectrului și foarte neplăcut pentru ureche. Și din nou, aproape pe toată gama, s-a auzit emițătorul menționat mai sus, deși mult mai liniștit. Dezamăgirea băiatului nu cunoștea limite și aveam o nevoie urgentă să analizez cu atenție acest design, în general, simplu și să caut modalități de a-l configura optim acasă, de fapt, având doar un tester ieftin și un receptor de emisie convențional (în acest caz). caz, ISHIM- 003) ca control, precum și posibile modalități de îmbunătățire a parametrilor principali.

Judecând după mesajele care apar din când în când pe diverse forumuri, un număr mare de radioamatori începători se confruntă cu probleme similare. Ca urmare a acestor reflecții, a apărut acest articol, a cărui sarcină principală este de a spune în detaliu unui radioamator începător cum să realizeze și să configureze corect un PPP simplu acasă.

Deci, să începem. Având în vedere faptul că dintre instrumentele de măsură avem doar un multimetru digital chinezesc DT-830V, pentru a configura optim circuitul și a înțelege corect procesele care au loc în el, trebuie să facem o pregătire preliminară și să încercăm să obținem cât mai multe informații despre parametrii părților principale (aceasta, după cum vom vedea în continuare, în viitor, ne va fi foarte utilă atunci când analizăm funcționarea circuitului și găsim modalități de îmbunătățire a funcționării acestuia). Trecem la selectarea detaliilor principale.

1. Tranzistoare. După cum este indicat în descriere, aproape orice tranzistoare p-p-p de joasă frecvență sunt potrivite pentru un amplificator de joasă frecvență. Este de dorit, totuși, ca V3 să fie cu zgomot redus (P27A, P28, MP39B), iar coeficientul de transfer de curent al ambelor tranzistoare să fie de cel puțin 50-60. .2) și să le selectați pe cele necesare din copiile disponibile. Trebuie remarcat faptul că rezultatele acestor măsurători trebuie tratate ca orientative, deoarece este posibilă o eroare mare, în special pentru tranzistoarele cu germaniu. O caracteristică a acestui mod pentru multimetrul DT-830V (și pentru cele chinezești similare) este că măsurarea este efectuată atunci când pe bază este aplicat un curent fix de 10 μA. unele cazuri de tranzistoare cu germaniu pot avea un curent invers de bază comparabil, ceea ce duce la o supraestimare proporțională a citirilor. Dar în cazul nostru nu este critic.

2. Diodele pentru mixer pot fi orice siliciu de înaltă frecvență din seria KD503,509, 512, 521,522, dar importate 1N4148 și similare sunt mai bune. Ele sunt accesibile și ieftine (0,01 USD), dar principalul avantaj este o răspândire semnificativ mai mică a parametrilor în comparație cu cei domestici. Este indicat să le ridicați câte o pereche, deși prin rezistență directă, pornind multimetrul DT-830V în modul de continuitate a diodei. Fotografia (Fig. 3) arată rezultatul verificării și selectării a mai mult de cincizeci de diode 1N4148. După cum puteți vedea, răspândirea lor în rezistența directă este extrem de mică, ceea ce, apropo, le permite să fie recomandate în siguranță pentru construirea mixerelor cu mai multe diode. Pentru comparație, pentru a ridica o pereche de KD522 domestice cu valori mai mult sau mai puțin apropiate, a trebuit să trec prin 2 duzini de diode bune.

3. KPI poate fi orice, dar întotdeauna cu un dielectric de aer, altfel va fi dificil să obțineți o stabilitate GPA acceptabilă. KPI-urile din blocurile VHF ale vechilor receptoare industriale (Fig. 4), care se găsesc încă des pe piețele noastre de radio, sunt foarte convenabile. Au un turner 1:3 încorporat, ceea ce face mult mai ușor să acordați o stație SSB. Prin conectarea ambelor secțiuni în paralel, obținem o capacitate de aproximativ 8-34pF.

Calculul unui condensator de tracțiune este destul de simplu. Capacitatea totală sau echivalentă a condensatoarelor conectate în serie Cekv = (Skpe * Crast) / (Ckpe + Crast).

De aici, prin mai multe înlocuiri ale valorilor de probă, puteți obține ceea ce căutați. Deci, cu capacitatea maximă a KPI, de exemplu, de la Speedola = 360pF, trebuie să obținem capacitatea echivalentă a KPI (din exemplul anterior = 34pF). Prin înlocuirea valorilor de probă, găsim 39pF.

4. Căști electromagnetice, neapărat de mare rezistență (cu bobine de electromagneți cu o inductanță de aproximativ 0,5H și o rezistență DC de 1500 ... 2200 Ohmi), de exemplu, tip TON-1, TON-2, TON-2m, TA-4, TA- 56m. Când sunt conectate în serie, adică „+” al unuia este conectat la „-” al celuilalt, au o rezistență totală pentru curent continuu de 3,2-4,4 kOhm, pentru curent alternativ, aproximativ 10-12 kOhm la o frecvență de 1 kHz . Deci sunt incluse în schema originală IFR de la RA3AAE, așa că are sens să le părăsești. În versiunea mea, telefoanele TON-2 sunt conectate în paralel, ceea ce a făcut posibil la un moment dat obținerea unui volum mare în timpul funcționării Radio-76, deoarece rezistența este de 4 ori mai mică (ambele în curent continuu 800-1,1 kOhm). și în curent alternativ - aproximativ 3,5-4 kOhm), care, în consecință, a oferit o creștere de 4 ori a puterii de ieșire. Nu l-am mai schimbat la conexiune serială - nu este critic, dar după cum a arătat experiența, volumul rezultat este încă excesiv și este mai bine, pentru acest PPP, să aplici conexiunea serială a telefoanelor.

5. Inductor LPF. După cum se indică în articol, bobina de filtru trece-jos L3 cu o inductanță de 100 mH este înfășurată pe un circuit magnetic K18X8X5 realizat din ferită 2000NN și conține 250 de spire de sârmă PELSHO 0,1-0,15. Puteți utiliza circuitul magnetic K10X7X5 din aceeași ferită, crescând numărul de spire la 300, sau K18X8X5 de la 1500NM sau 3000NM ferită (în acest caz, înfășurarea ar trebui să fie formată din 290, respectiv 200 de spire). Puteți utiliza, de asemenea, unul potrivit gata făcut, de exemplu, folosind jumătate din înfășurarea primară a transformatorului de ieșire de la receptoare cu tranzistori de dimensiuni mici sau una dintre înfășurările capetelor magnetice universale ale unui casetofon. Am folosit o bobină gata făcută pentru 105 mGot dintr-un filtru trece-jos industrial dezasamblat D3.4. ÎN ultima solutie bobina filtrului poate fi înlocuită cu o rezistență de 1-1,3 kΩ. Dar totuși, este mai bine să evitați acest lucru, deoarece selectivitatea și sensibilitatea receptorului nu sunt deja foarte mari și se vor deteriora vizibil.

6. HF la inductori (PDF și GPD). O atenție deosebită ar trebui acordată acestor inductori, deoarece multe depind de calitatea lor: sensibilitatea receptorului, stabilitatea frecvenței oscilatorului local, selectivitatea. Și după cum arată experiența comunicării pe forumuri, fabricarea lor este cea care provoacă cele mai mari dificultăți radioamatorilor începători, deoarece. este puțin probabil că va fi posibil să obțineți (cumpărați) aceleași cadre ca ale autorului, sau veți dori să reconstruiți receptorul într-o gamă diferită. În acest caz, prezența unui inductametru, cel puțin cel mai simplu prefix, ar ajuta foarte mult.

dar noi, așa cum am convenit mai devreme, nu avem decât un multimetru și un receptor de emisiune de uz casnic cu bandă HF - una sau mai multe întinse - nu este critic, am Ishim-003. Cum, în acest caz, să alegeți (calculați) și să faceți corect bobine?

În primul rând, permiteți-mi să vă reamintesc că frecvența de rezonanță a circuitului este determinată de binecunoscuta formulă Thomson

Unde F este frecvența în MHz, L - inductanța în μH, C - capacitate în pF

Pentru fiecare frecvență de rezonanță, produsul L * C este o valoare constantă, știind că este ușor de calculat L cu C cunoscut și invers. Deci pentru mijlocul benzilor de amatori, produsul L * C (μH * pF) este 28 MHz - 32,3, pentru 21 MHz - 57,4, pentru 14 MHz - 129,2, pentru 7 MHz - 517, pentru 3,5 MHz - 2068, pentru 1,8 MHz - 7400. Alegerea valorilor specifice ale L și C este destul de arbitrară în anumite limite, dar în practica amatorilor există o regulă bună, testată în timp - pentru gama de 28 MHz, luați o inductanță de aproximativ 1 μH și, respectiv, o capacitate de aproximativ 30pF. Cu o scădere a frecvenței, creștem în proporție directă, în mod egal, capacitatea condensatorului și inductanța bobinei. Deci, pentru o frecvență de 7 MHz (circuit de intrare), se obțin valorile recomandate de 120pF și 4,3 μH, iar pentru 3,5 MHz (circuit GPA) 240 și 8,6 μH.

Dar, în practică, adesea, în special pentru schema în discuție, variațiile mari ale valorilor sunt acceptabile - uneori, fără un efect vizibil asupra calității muncii. Și adesea, lucrurile destul de prozaice devin criteriul determinant:

1. Disponibilitatea bobinelor gata făcute cu inductanță apropiată de valorile cerute. De regulă, câteva receptoare vechi, sparte, zac „în noptieră” unui radioamator, care servesc drept „donatori” și furnizori de piese pentru modele noi, inclusiv. și bobine, dintre care multe se pot potrivi în formă finită, fără modificări, pentru receptorul nostru. Deoarece nu avem posibilitatea de a măsura inductanța, putem căuta date de referință - cel mai realist, în cărțile de referință despre echipamentele de uz casnic, produse anterior în cantități de masă. Acum, pe internet sunt foarte eficiente motoare de căutare, deci nu este o problemă să găsiți astfel de directoare în formă electronică.

Principala cerință pentru selectarea bobinelor finite este prezența unui robinet (sau bobine de cuplare) din 1/3 ... 1/4 (necritică) parte a spirelor. Deci „donatorul” pentru PPP-ul meu a fost vechea „Sonata”. În GPA, am instalat un circuit oscilator local KV-2 cu o inductanță de 3,6 μH (26,5 spire ale bobinei buclei și 8 spire ale bobinei de comunicație), iar în circuitul de intrare am instalat, în absența unei mai potrivite. una, o bobină KV-4 cu o inductanță de 1,2 μH (15 spire cu robinet de la 3,5) - după cum puteți vedea, aceasta din urmă este foarte departe de optim, și totuși această soluție este destul de eficientă și, după cum vom vedea mai jos , asigură realizarea aproape completă a potențialului mixerului.

2. un alt criteriu este alegerea capacității circuitului pentru a oferi intervalul de reglaj necesar cu KPI-ul disponibil. Calculul este destul de simplu. lățime de bandă relativă, de exemplu 7 MHz, cu o marjă mică la margini = (7120-6980)/7050=0,02 sau 2%. Pentru a face acest lucru, capacitatea buclei trebuie reconstruită cu o valoare dublă, adică 4% (din valoarea de 240pF), care este doar 9,6pF, ceea ce nu este foarte convenabil în implementarea practică, deoarece chiar și pentru un KPI VHF de capacitate redusă și cu o secțiune activă, este necesar să porniți un condensator de întindere, dar cum rămâne cu pornirea KPI-urilor standard cu o capacitate maximă de 270-360pF? Prin urmare, mergem de la opus - restructurarea capacității 34pF-8pF \u003d 26 pF este de 4%, prin urmare capacitatea totală a circuitului este de 650pF. În acest caz, inductanța este de 3,2 μH. Să punem bobina pe care o avem, care are o inductanță pașaport de 3,6 μH (cu poziția de mijloc a miezului), pe baza posibilității de reglare fină a inductanței prin deplasarea acestui miez.

Dar ce ar trebui să facă un radioamator dacă nu are stocuri „strategice” de bobine gata făcute? Nu ai de ales – trebuie să le faci singur, pe acele rame care sunt disponibile. Ne înarmam cu un șubler și măsurăm diametrul, dacă există secțiuni - diametrul interior, lățimea unei secțiuni și toate deodată, diametrul obrajilor, apoi efectuăm o examinare externă a cadrului - neted sau nervurat (bobine receptor HF, miez 100NN sau bobine IF de la televizoare) - bune pentru toate benzile HF, secționate (heterodin SV, DV sau IF, miez 600НН) - cele mai bune rezultate pe benzile joase (160 și 80m). Calculul numărului de spire ale bobinei este destul de simplu.

Ținând cont de faptul că miezul de reglare (în poziția de mijloc) crește inductanța de aproximativ 1,3-1,5 ori (dacă ferită) sau de 1,2-1,3 ori (carbonil lung de 10 mm - de la bobinele IF ale televizoarelor vechi), calculul spirele bobinei sunt efectuate pentru un număr corespunzător de ori redus de la inductanța necesară. Formulele de calcul sunt date în toate cărțile de referință pentru radioamatori, dar adesea este mai convenabil să folosiți programe speciale de calcul, de exemplu, MIX10, Kontur32 este convenabil pentru calcularea unei bobine cu un singur strat și pentru toate tipurile, inclusiv. multistrat - RTE.

Apropo, aceleași programe pot fi folosite pentru a determina aproximativ inductanța unei bobine gata făcute de origine necunoscută. Procedura este aceeași - măsuram geometria bobinei (diametrul, lungimea înfășurării), numărăm vizual numărul de spire și înlocuim aceste date în program. Nu uitați să înmulțiți rezultatul calculului cu factorul de creștere a inductanței pentru miezul existent.

Desigur, eroarea în definiția calculată a inductanței poate fi destul de mare (până la 30-40%), dar nu vă fie teamă de acest lucru - în acest stadiu este important pentru noi să cunoaștem ordinea inductanței. Orice altceva, dacă este necesar, poate fi corectat cu ușurință în procesul de creare a RFP.

Câteva cuvinte ar trebui spuse despre GPA. Acest PPP utilizează un circuit capacitiv în trei puncte cu un tranzistor T1 (Fig. 5.), Conectat conform circuitului OB. Lanţ R1C 5 îndeplinește funcțiile de stabilizare a amplitudinii (gridlick), dar pe lângă aceasta, aceeași funcție de stabilizare a amplitudinii (și foarte eficient) este îndeplinită de mixerul de încărcare pe VPD (același limitator de diodă cu două fețe). Ca rezultat, atunci când alegeți raportul capacităților inversului POS C8 / C7 în 5-10 și un tranzistor de frecvență suficient de înaltă ( F gran>10 F slave, în cazul nostru această condiție este îndeplinită, pentru KT312 F gran>120MHz, pentru KT315 F limită > 250 MHz), GPA asigură o generare stabilă și o amplitudine stabilă atunci când se schimbă impedanța caracteristică a circuitului, adică rapoarte L/C într-o gamă foarte largă, ceea ce, de fapt, ne oferă posibilitatea unei mari libertăți în alegerea valorilor inductanței sau capacității.

Csum \u003d Spar + Skpe + Seq 7.8. Pentru cazul nostru, calculul dă C7=750, C8=4700pF.

Subliniez încă o dată că utilizarea CPI cu un dielectric de aer ne va oferi aproape automat o stabilitate foarte mare a GPA fără a lua măsuri speciale de stabilizare termică. Deci modelul meu PPP de 7 MHz, atunci când este alimentat de Krona, menține stația SSB timp de cel puțin jumătate de oră fără o schimbare vizibilă a timbrului vocii corespondentului, adică instabilitatea absolută nu este mai rea de 50-100 Hz!

Ținând cont de faptul că intervalul pe care l-am ales este de bandă destul de îngustă, nu este nevoie de o restructurare a circuitului de intrare sincron cu GPA, așa că simplificăm puțin circuitul (vezi Fig. 5). Și după finalizarea acestei pregătiri preliminare, puteți continua cu instalarea.

Pentru prototipare, este convenabil să folosiți o placă special pregătită pentru aceasta, așa-numita „pește”, care este o bucată de fibră de sticlă sau getinax, a cărei folie de cupru este tăiată uniform de un tăietor în pătrate mici. (dreptunghiuri) cu dimensiunea laturii de 5-7 mm. După ce îl curățăm până la strălucire cu șmirghel fin, îl acoperim cu un strat mic de colofoniu lichid (soluție de alcool) - și „peștele” este gata. Este logic să cheltuiți puțin efort pentru fabricarea sa, dacă continuați să vă implicați în inginerie radio, vă va fi util de mai multe ori. Macheta prezentată în fotografie (Fig. 1) a fost făcută de mine încă din vremea studenției și a funcționat corespunzător de mai bine de un sfert de secol, permițându-mi să fac o machetă destul de mare rapid și cu o muncă minimă. scheme si desene. În timpul instalării, încercăm să aranjam piesele în același mod ca în diagramă, asigurând în același timp distanța maximă posibilă între bobinele PDF și GPA. Am fost oarecum reasigurat și pentru decuplarea suplimentară a acestor circuite, am așezat bobinele pe placa de breadboard în planuri diferite (intrarea este orizontală, iar GPA-ul vertical), dar dacă distanța dintre bobine este mai mare de 30-40mm sau acestea sunt ecranate, acest lucru nu este deosebit de necesar.

Înființarea unui PPP . După montarea pieselor, verificăm cu atenție din nou pentru absența erorilor și conectăm alimentarea - o baterie sau un acumulator.În telefoane ar trebui să se audă un zgomot mic, abia distins și chiar de spectru, dacă se amestecă cu el o nuanță răgușită, de joasă frecvență - dovadă de captare directă la o frecvență de 50 Hz de la rețea, căutăm o sursă de interferență aproape de aspectul nostru și cel puțin pentru timpul de reglare îl îndepărtăm. Așadar, când l-am pornit pentru prima dată, a existat un fundal vizibil, a cărui sursă s-a dovedit a fi un transformator coborât al fierului de lipit situat în apropiere, după ce l-am transferat de pe masă pe podea, interferența a devenit invizibilă. În viitor, când transformați PPP într-un design finit, este foarte recomandat să îl plasați într-o carcasă (metalică) ecranată și astfel de probleme vor dispărea în fundal. Suntem convinși de performanța generală a ULF atingând oricare dintre cablurile bobinei trece-jos cu degetul. L3. Un „mârâit” puternic ar trebui să se audă în telefoane. Verificăm modurile de alimentare DC - pe emițătorul T3 (Fig. 6) ar trebui să existe o tensiune de ordinul 0,9-1,3V, care asigură modul T2 optim în ceea ce privește zgomotul. Dacă tensiunea depășește aceste limite, obținem selecția necesară R2 ținând cont de faptul că o creștere a rezistenței sale determină o creștere a tensiunii și invers. Valoarea rezistenței R 5 setează curentul etajului de ieșire, în acest caz aproximativ 2mA, ceea ce este optim atunci când telefoanele sunt conectate în paralel, dacă aveți o conexiune serială, atunci este mai bine să creșteți acest rezistor la 1-1,5 kOhm, în același timp. acest lucru va crește ușor eficiența PPP.

Apoi, verificăm GPA. Trebuie remarcat faptul că tensiunea la emițătorul tranzistorului T1 nu trebuie să fie egală cu 6-8V (așa cum este indicat în sursa originală), și poate într-un circuit de funcționare normal variind de la 2 la același 6-8V, de exemplu, în aspectul meu este de aproximativ 2,4V. Această valoare în cazul general depinde de mulți factori - tipul de diode de mixer, tranzistorul Kus, adâncimea POS, factorul de calitate al circuitului, coeficientul de includere a mixerului în circuit, adică. numărul de spire ale bobinei de cuplare sau locația robinetului bobinei, valorile rezistențelor din circuitele de bază și emițătoare etc., etc. ...

În alte surse, atunci când descriem setările mixerelor similare pentru VPD-uri cu diode de siliciu, se recomandă alimentarea cu tensiune la mixer cu o amplitudine de aproximativ 0,7 ... 1V - este bine că au ceva care să controleze asta - un voltmetru RF sau un osciloscop. Dar, în esență, toate acestea sunt metode de control INDIREC al setării, deși în multe privințe corecte, dar adesea departe de OPTIM, deoarece tensiunea de deschidere a diodelor diferă semnificativ nu numai pentru tipuri diferite(de exemplu, KD503 are unul dintre cele mai mari, KD521 are mai puțin, KD522 are și mai puțin) dar și în cadrul aceluiași tip. Setarea corectă și optimă a modului mixerului, în cazul general, va oferi NUMAI control instrumental direct al DD și al sensibilității.

Bineînțeles că toate acestea pot fi foarte interesante din punct de vedere al analizei teoretice, dar, din fericire, nu este nevoie în mod special să ne deranjam cu toate acestea, pentru că. pentru un mixer pe un VPD, există o modalitate mai simplă și destul de precisă de a regla tensiunea GPA necesară cu CONTROL DIRECT folosind mijloace literalmente improvizate ale MODULUI de funcționare a diodei, ceea ce face ușoară și vizibilă asigurarea funcționării acestuia APROAPE la optim.

Pentru a face acest lucru, comutăm ieșirea din stânga (vezi Fig. 6) a uneia dintre diode la auxiliar RC lanţ. Rezultatul este un redresor de tensiune GPA clasic cu dublare și o sarcină aproximativ echivalentă cu una reală pentru un mixer. Acest tip de „voltmetru RF încorporat” ne oferă posibilitatea de a măsura efectiv modurile de funcționare ale anumitor diode dintr-un anumit GPA direct în circuitul de operare. Conectat pentru control la rezistența 0 R 1 multimetru în modul de măsurare a tensiunii DC, selectare rezistență R 3 atingem o tensiune de 0,35-0,45V - aceasta va fi tensiunea optimă pentru diodele 1 N 4148, KD522,521. Dacă se utilizează KD503, atunci tensiunea optimă este mai mare - 0,4-0,5V. Iată toată configurația. Lipim ieșirea diodei la loc și scoatem lanțul auxiliar.

În continuare, trecem la determinarea frecvențelor GPA și le legăm la intervalul necesar. Aici avem nevoie de un receptor de control, care poate fi utilizat, după cum s-a menționat mai sus, pentru orice receptor care poate fi deservit (comunicare sau difuzare) care are cel puțin o benzi HF largi sau mai multe benzi HF extinse - necritice. Mai jos, în tabelul de orientare, sunt date frecvențele de funcționare ale benzilor de radiodifuziune și de amatori. După cum puteți vedea, cea mai apropiată de benzile de amatori este banda de difuzare de 41 m, care în receptoarele reale acoperă de obicei frecvențe sub 7100 kHz, cel puțin până la 7000 kHz.

tabelul 1

Frecvențele de tăiere ale rețelei principale benzi KB

Intervalele
nume prescurtate, m	Limite de frecvență, MHz	Lățimea de bandă, MHz.	fcp, MHz	Lățimea relativă a intervalului, %
	KB benzi de difuzare
49	5,950 - 6,200	0,250	6,075	4,1
41	7,100 - 7,300	0,200	7,200	2,7
31 25 19	9,500 - 9,775 11,700 - 11,975 15,100 - 15,450	0,275 0,275 0,350	9,637 11,837 15,275	2,8 2,3 2,9
16	17,700 - 17,900	0,200	17,800	1.1
13	21,450 - 21,750	0,300	21,600	1,3
11	25,600 - 26,100	0,500	25,850	1,9
KB benzi de radio amatori
160	1,8 0 0 - 2 , 00 0	0, 2 00	1,900	10,5
80	3,500 - 3, 80 0	0, 30 0	3, 650	8,2
40	7,000 - 7, 2 00	0, 2 00	7, 10 0	2,8
20	14,000 - 14,350	0,350	14,175	2,4
14	21,000 - 21,450	0,450	21,225	2,2
10	28,000 - 29,700	1,700	28,850	5,8

Și acest lucru este destul de potrivit pentru noi, deoarece GPA-ul poate fi calibrat nu numai luând frecvența fundamentală, ci și cele mai apropiate armonici (2,3 și chiar mai mari). Deci, pentru cazul nostru (GPA = 3500-3550 kHz), frecvențele GPA vor fi determinate de armonica a 2-a, care se află, respectiv, în intervalul 7000-7100 kHz. Desigur, cel mai simplu mod de calibrare este cu un receptor de comunicație (în special cu o cântar digitală) sau un convertit (cu un detector de tip mixare încorporat) care difuzează AM, așa cum am eu Ishim-003. Dacă nu aveți unul, ci doar un receptor AM obișnuit, puteți încerca, desigur, să auziți prezența unui purtător puternic după ureche, așa cum se recomandă în unele descrieri, dar, sincer, această activitate nu este pentru cei slabi de inimă - este dificil de făcut chiar și atunci când căutați frecvența principală a GPA, ca să nu mai vorbim de armonici.Prin urmare, să nu suferim - dacă receptorul de control iubește AM, să-l facem AM! Pentru a face acest lucru (vezi Fig. 6), conectăm ieșirea ULF la intrare folosind un condensator auxiliar 0C2 cu o capacitate de 10-22nF (non-critică), transformând astfel ULF-ul nostru într-un generator de frecvență joasă, iar mixerul va îndeplini acum (și destul de eficient!) funcțiile unui modulator AM cu aceeași frecvență pe care o auzim la telefoane. Acum, căutarea frecvenței de generare a GPA va fi mult facilitată nu numai la frecvența principală GPA, ci și la armonicile acesteia. Am verificat acest lucru experimental, căutând mai întâi frecvența fundamentală (3,5 MHz) și a doua armonică a acesteia (7 MHz) în modul receptor de comunicație și apoi în modul AM. Volumul semnalului și comoditatea căutării sunt aproape aceleași, singura diferență este că în modul AM, datorită lățimii de bandă de modulare largi și lățimii de bandă a IF, precizia determinării frecvenței este puțin mai mică (2- 3%), dar acest lucru nu este foarte critic, deoarece. dacă nu există o scară digitală, eroarea totală de măsurare a frecvenței va fi determinată de precizia scării mecanice a receptorului de control, iar aici eroarea este mult mai mare (până la 5-10%), prin urmare, la calcularea GPA, oferim pentru gama de reglare GPA cu o anumită marjă.

Metoda de măsurare în sine este simplă. Conectam un capăt al unei bucăți mici de fir, de exemplu, una dintre sondele de la multimetru, la mufa de antenă externă a receptorului de control și pur și simplu plasăm celălalt capăt lângă bobina GPA-ului reglabil. setând butonul KPE GPA la poziția de capacitate maximă, utilizați butonul de reglare al receptorului pentru a căuta un semnal de ton puternic și determinați frecvența pe scara receptorului. dacă scara receptorului este calibrată în metri ai unei unde radio, atunci pentru a converti la o frecvență în MHz, folosim cea mai simplă formulă F=300/L (lungime de undă în metri).

Deci, când l-am pornit pentru prima dată, am obținut frecvența mai mică de generare a GPA în intervalul 3120-3400 kHz (în funcție de poziția miezului de acord), din care se vede că este de dorit. pentru a crește frecvența inițială cu 10-12 la sută și, în consecință, pentru aceasta este necesar să se reducă capacitatea circuitului cu 20-24%. Cel mai simplu mod de a face acest lucru este să setați C8 la 620pF. După această înlocuire, prin construirea miezului bobinei, conducem cu ușurință domeniul de reglare GPA în cel necesar (3490-3565 kHz), care corespunde recepției la frecvențe de 6980-7130 kHz. Apoi, conectăm antena, setăm butonul KPE în poziția de mijloc, adică la mijlocul domeniului de operare și deplasăm miezul bobinei. L 1 reglați circuitul de intrare la zgomotul și semnalele maxime pe aer. Dacă în timpul rotației miezului după atingerea maximului, se observă o scădere a zgomotului, aceasta indică faptul că circuitul de intrare este configurat corect, readucem miezul în poziția maximă și putem începe căutarea amatorului SSB posturi și ascultare de probă pentru a evalua calitatea PPP. Dacă rotația miezului (în ambele direcții) nu reușește să stabilească un maxim clar, adică semnalul continuă să crească, atunci circuitul nostru este configurat incorect și va trebui să fie selectat un condensator. Deci, dacă semnalul continuă să crească atunci când miezul este complet deșurubat, capacitatea circuitului C2 trebuie redusă, de regulă (dacă calculul preliminar al bobinei este efectuat fără erori), este suficient să setați următoarea valoare cea mai apropiată. - în versiunea mea este 390pF. Și din nou verificăm posibilitatea de a regla circuitul de intrare la rezonanță. În schimb, dacă semnalul continuă să scadă atunci când miezul este complet deșurubat, capacitatea circuitului C2 trebuie mărită.

Analiza rezultatelor testelor PPP și modernizarea acestuia. După cum sa menționat mai sus, prima ascultare SPT în emisie a arătat asta

1. Sunetul s-a dovedit a fi un fel de sunet, fixat de-a lungul spectrului și foarte neplăcut pentru ureche.

2. Conectarea unei antene IFR suficient de mare provoacă interferențe din cauza detectării directe AM a semnalelor puternice de la stațiile de emisie situate în frecvență aproape de banda de amatori.

Să analizăm cauzele și soluțiile acestor probleme în ordinea enumerată mai sus. Și aici avem doar parametrii tranzistorului obținuți în timpul pregătirii preliminare.

1. Conexiunea de testare a căștilor la CCI-ul autorului a arătat că acestea sunt în stare bună și sună destul de decent, deși bineînțeles că nu HiFi . Se pare că punctul nu se află în ele, ci în elementele selectate fără succes ale căii de joasă frecvență (Fig. 5), care sunt responsabile pentru formarea răspunsului său general în frecvență. Există patru astfel de elemente:

LPF C3 L 3 C5, realizat conform circuitului în formă de U cu o frecvență de tăiere de aproximativ 3 kHz, care asigură un răspuns în frecvență orizontal doar la o sarcină egală cu caracteristica, care pentru elementele indicate în diagramă este de aproximativ 1 kOhm [5]. În cazul nepotrivirii filtrului, răspunsul său în frecvență se modifică oarecum:la incarcarea pe rezistenta, de cateva ori mai putincaracteristică, există o scădere a răspunsului în frecvență cu câțiva dB în regiunea frecvenței de tăiere, în cazul opus, se observă o creștere. O ușoară creștere a frecvențelor superioare ale spectrului audio este utilă pentru îmbunătățirea inteligibilității, de aceea este indicat într-un circuit real să încărcați filtrul cu o rezistență de 1,5-2 ori mai mare decât cea caracteristică. Dar dacă rezistența la sarcină a filtrului trece-jos este semnificativ mai mare, atunci răspunsul în frecvență va dobândi o rezonanță pronunțată, ceea ce va duce la o distorsiune vizibilă a spectrului semnalului recepționat și la apariția unui „sunet” neplăcut. Trebuie remarcat faptul că cele de mai sus sunt adevărate cu un factor de calitate suficient de înalt (mai mult de 10-15) bobine de filtru trece-jos - acestea sunt, de regulă, bobine înfășurate pe inel și miezuri de ferită blindate de înaltă permeabilitate. Pentru bobinele realizate pe baza transformatoarelor de joasă frecvență de dimensiuni mici sau a GU-urilor de înregistrare pe bandă, factorul de calitate este semnificativ mai scăzut, iar fenomenele de rezonanță (ținuit) vizibile la ureche nu sunt practic vizibile chiar și la o sarcină de 5-7 ori mai mare decât cea optimă. . În schema noastră R Rolul de sarcină îndeplinește rezistența de intrare a ULF, mai precis rezistența de intrare a cascadei pe tranzistorul T2, conectat conform schemei cu OE. Să-l definim. Pentru un circuit cu OE R in2 \u003d Vst * R e2, unde R e2 este rezistența joncțiunii emițătorului tranzistorului T2, poate fi determinată destul de precis prin formula empirică R e2=0,026/I k2 (în continuare toate valorile sunt exprimate în volți, amperi și ohmi). Asa de,

I k2 \u003d (U groapa-1.2) / R 4 \u003d (9-1.2) / 10000 \u003d 0,0008A, R e2 \u003d 0,026 / 0,0008 \u003d 33 ohmi și R in2 \u003d 90 * 33 \u003d 2,97 kOhm. Iată primul motiv pentru sunetul „sunet” al PPP - o sarcină excesiv de mare a LPF. Pentru a asigura sarcina necesară, punem un rezistor de 3,3 kOhm în paralel cu C5.

Dacă utilizați un tranzistor cu Vst \u003d 30-50, atunci rezistența de intrare a ULF este apropiată de cea necesară (1,2-1,6 kOhm) și nu este nevoie de un rezistor suplimentar.

Condensatorul de izolare C9, care formează un filtru trece-înalt cu o singură legătură cu rezistența de intrare a ULF, având o frecvență de tăiere F cf \u003d 1 / (6,28 * R in2*C9)=1/(6,28*2970*0,0000001)=536Hz. Acesta este motivul spectrului „stors” de jos. Mai mult, dacă utilizați un tranzistor cu Vst = 30-50, atunci situația este și mai gravă - frecvența de tăiere a HPF de intrare va crește la 1000-1500Hz!!!

Pentru ca partea inferioară a răspunsului în frecvență al SPP să nu depindă de răspândirea parametrilor tranzistorului, capacitatea C9 trebuie mărită cu un factor de 3-4, adică. alege 0,33-0,47uF.

Condensator C10, rezistor shunt R5 , elimină OOS general (pentru întregul ULF) pentru curentul alternativ la frecvențele de mai sus F cf \u003d 1 / (6,28 * R 5 * C10) = 60Hz și aici, la prima vedere, totul pare să fie corect, dar...

Să ne uităm la fig. 7, care prezintă circuitul echivalent al părții emițătoare a etajului de ieșire ULF. După cum puteți vedea, rezistența emițătorului R e3 al tranzistorului T3 este conectat în serie cu condensatorul C10 și formează un circuit clasic de corecție RF, adică un circuit HPF echivalent - suprimând frecvențele joase cu o frecvență de tăiere F cf \u003d 1 / (6,28 * R e3*C10). Valoarea rezistenței emițătorului R e3 tranzistor T3 \u003d 0,026 / 0,002 \u003d 13 ohmi și, prin urmare, frecvența de tăiere a circuitului de corecție RF al etapei de ieșire F cf=2.6kHz!!! Iată al doilea motiv pentru spectrul „stors” de jos. Dacă curentul de colector T3 este mai mic (pentru opțiunea cu conexiune serială a telefoanelor - 1mA, adică rezistor R 5 \u003d 1,2-1,5 kOhm), apoi F cp = 1,3 kHz, ceea ce dă totuși o valoare extrem de inacceptabilă. Trebuie remarcat faptul că într-un circuit real, un efect vizibil al acestui circuit asupra blocării răspunsului în frecvență de jos cu Vst relativ mic al tranzistorului T3 (mai puțin de 70-100) afectează mai mult. frecvente joase- de la aproximativ 500-600Hz. Dar, de îndată ce creștem valoarea efectivă a Vst-ului tranzistorului T3 (introducem un emițător suplimentar la intrarea T3 - vezi descrierea îmbunătățirii de mai jos), acesta se va manifesta în toată splendoarea sa, adică blocarea la frecvență joasă cu o pantă de -6dB va fi în întregul interval până la frecvența de tăiere de 2,6 kHz. Prin urmare, pentru ca partea inferioară a răspunsului în frecvență al SPP să nu depindă de modurile de funcționare ale tranzistoarelor și de parametrii acestora, capacitatea C10 trebuie mărită de 10-20 de ori, adică. alege 47-100uF.

---- condensatorul C12, care, împreună cu inductanța căștilor conectate în paralel, formează un circuit rezonant cu o frecvență de aproximativ 1,2 kHz. Dar vreau să observ imediat că, datorită rezistenței active mari a înfășurărilor, factorul de calitate al acestora din urmă este scăzut - lățimea de bandă la nivelul de -6dB este de aproximativ 400-2800Hz, deci efectul său asupra răspunsului general în frecvență este mai puțin semnificativ decât paragrafele anterioare și are caracterul de filtrare auxiliară și o ușoară corecție a răspunsului în frecvență. Deci, iubitorii de telegraf pot alege C12 = 68-82nF, astfel vom schimba rezonanța în jos la frecvențe de 800-1000Hz. Dacă semnalul este surd și pentru a îmbunătăți inteligibilitatea semnalului de vorbire, este necesar să se asigure o creștere a frecvențelor înalte, puteți lua C12 \u003d 22nF, care va ridica rezonanța până la 1,8-2 kHz. Pentru opțiunea de pornire a telefoanelor în serie, este necesar să reduceți de 4 ori valorile indicate ale condensatorului C12.

2. Pentru a extinde DD-ul PPP-ului nostru, este necesar să maximizăm câștigul ULF-ului său, ceea ce va permite ca niveluri de semnal mai scăzute să fie alimentate la intrarea mixerului, menținând în același timp același volumși pentru a asigura posibilitatea de reglare operațională a nivelului semnalului de intrare și, de fapt - pentru împerecherea DD al receptorului cu DD al semnalelor terestre.

Ascultarea de probă a arătat că nivelul de autozgomot al PPP este foarte scăzut - zgomotul este abia audibil. Și asta înseamnă că avem ocazia să creștem câștigul general al ULF de cel puțin mai multe ori - la un astfel de nivel atunci când zgomotul inerent al SPP-ului auzit în telefoane nu atinge pragul de disconfort - atunci când lucrăm cu telefoane, conform autorul, acest nivel este de aproximativ 15-20mV. Analiza teoretică arată că câștigul de tensiune al circuitului nostru ULF (două cascade cu OE cu cuplare galvanică unul la celălalt) în prima aproximare Kus = (Vst3 * R telefon * I k2) / 0, 026 , adică depinde în principal doar de curentul de colector al primei trepte, coeficientul static. amplificarea curentului tranzistorului T3 din a doua etapă și rezistența telefoanelor (și, oricât de ciudat ar părea, practic nu depinde de Vst-ul tranzistorului T2 al etajului de intrare). Dintre aceste trei componente ale formulei, două sunt stabilite destul de rigid. eu k2 \u003d 0,5-0,9 mA este determinat de condiția de obținere a zgomotului minim al primei etape, R corpuri - de asemenea, nu se schimbă (se presupune că telefoanele sunt deja incluse în capsule în serie).

Singura opțiune este să creștiSoare. Dar cum? Autorul, cu mare dificultate, trecând printr-o duzină bună de MP-NIS (care au de obicei Vst = 30-50), a găsit un MP41A cu Vst = 110 (se poate spune exclusiv), dar avem nevoie de unul și mai mare, fiecare 5-7, Vst?

Soluția este destul de simplă - puneți un adept emițător la intrarea celei de-a doua etape. În acest caz, Vst total = produsul lui Vst3 * Vst4 și chiar și cu tranzistori cu un Vst minim \u003d 30, Vst total = 900 este mai mult decât suficient. Ca urmare, din cauza unei ușoare complicații a circuitului (a adăugat un tranzistor și un rezistor), am mărit Kus de mai multe ori (în versiunea mea -5-7) și, în același timp, am avut ocazia să folosim ORICE tranzistori RESERVABIL în ULF, fără selecție preliminară prin Vst, cu o bună repetabilitate a rezultatelor.

Reglarea operațională a nivelului semnalului de intrare, adică, de fapt, cuplarea receptorului DD cu semnalele DD on-air, este cel mai ușor de implementat folosind un potențiometru obișnuit de 10-22 kOhm conectat între antenă și circuitul de intrare.

Același potențiometru realizează eficient funcțiile de control al volumului. Acum nu există interferențe AM (chiar și cu cel mai simplu preselector cu un singur circuit de calitate scăzută!) Și puteți asculta întreaga gamă până la frecvența radiodifuzorului în sine. Trucul este că acum amplificarea căii de joasă frecvență este de așa natură încât atunci când este conectată o antenă full-size, utilizatorul PPP este pur și simplu forțat, pentru a-și salva urechile, să reducă nivelul semnalului de intrare de la antenă (volum ), și prin urmare nivelul de interferență care intră în mixer. În principiu, în prezența unei antene mari, ar fi posibil să pun imediat un atenuator necomutabil de 10-20dB, dar nu am făcut asta, pentru că. este foarte probabil ca PPP-ul nostru, datorită economiei și alimentării autonome, să-și găsească aplicarea în condiții non-staționare, de exemplu, la ieșirea în natură, cu o antenă aleatorie sau doar o bucată de sârmă, și apoi sensibilitatea crescută nu va fi deloc de prisos.

Când PPP este alimentat de o baterie Krona sau de o baterie, pe măsură ce sunt descărcate, tensiunea de alimentare va scădea de la 9,4 la 6,5-7V, receptorul va rămâne operațional, dar intervalul de reglare GPA se va schimba semnificativ. Dacă intenționați să echipați acest design PPP cu o scară mecanică suficient de precisă, este logic să asigurați stabilizarea modului de funcționare GPA. Spre deosebire de soluțiile tipice care folosesc stabilizatori de tensiune (elemente integrate sau discrete), care consumă curent suplimentar pentru nevoile lor, noi, pentru a menține eficiența PPP, vom folosi regulatorul de curent GPA (și de fapt curentul de colector al tranzistorului T1) pe un tranzistor cu efect de câmp T5 (este posibil să se folosească practic orice lucrător de câmp din seria KP302,303,307, având un curent de drenaj inițial de cel puțin 2-3mA).

Setarea tensiunii de ieșire a GPA se face acum prin selectarea unui rezistor R9 , care în momentul reglajului este convenabil să fie înlocuit cu un trimmer de 3,3-4,7 kOhm. După expuneretensiune optimă a GPA, măsurăm valoarea rezistenței rezultată și setăm constanta celei mai apropiate valori nominale.

Schema finală a PPP, modificată ținând cont de considerentele de mai sus, este prezentată în Fig. 8. Și o fotografie a aspectului său în Fig. 9

Pentru a facilita compararea cu circuitul original (Fig. 5) se păstrează numerotarea elementelor, iar pentru elementele nou adăugate se continuă numerotarea.

După efectuarea ajustărilor de mai sus ale schemei, sunetul PPP a dobândit o nuanță naturală, naturală și a devenit mai confortabil să ascultați emisiunea.

Măsurătorile instrumentale efectuate ulterior au arătat că sensibilitatea (la s/w = 10dB) este de aproximativ 1,5-1,6 μV, adică nivelul redus de zgomot este de aproximativ 0,5-0,55 μV. Nivel general zgomot la ieșirea PPP - 12,5-13mV. Total Kus peste 20 de mii. Nivelul semnalului este de 30% AM la o detonare de 50 kHz, creând interferențe (datorită detectării directe AM) la un nivel de zgomot de ordinul 10-11 mV, adică receptorul nostru DD2 nu s-a dovedit a fi mai rău de 86 dB - un rezultat excelent, la nivelul potentialelor capacitati ale mixerului la VPD ! Pentru comparație, SPP-ul acum popular bazat pe 174XA2 are un DD2 de doar 45-50dB.

Concluzie. După cum puteți vedea, nu, sa dovedit a fi atât de simplu, acest simplu PPP. Dar tehnica PPP este foarte democratică (de aceea este glorioasă) și permite mijloace simple, literalmente improvizate, de a fabrica și regla acasă, chiar și pentru radioamatorii începători, modele foarte decente din punct de vedere al parametrilor. Și, sincer, de multă vreme nu am primit atâta plăcere și satisfacție creativă ca în cele patru zile în care m-am angajat cu înființarea și greblarea „greblei” acestui PPP. Pentru a fi corect, trebuie remarcat faptul căaltele similare (pe trei tranzistoare)Proiecte PPP de la RA 3 AAE , de exemplu, în ultimul [6]nu există astfel de probleme, ei bine, cu excepția faptului că la Vst mare (ceea ce este foarte probabil pentru KT3102), sarcina filtrului trece-jos este mare, pentru că dacă sunetul PPP se dovedește a fi „sunet” - sper că acum stiu cum este tratat.

Literatură

Polyakov V. Receptor de conversie directă. - Radio, 1977, Nr. 11, p.24.
Belenetsky S. Receptor heterodin cu bandă laterală unică cu o gamă dinamică mare. - Radio, 2005 Nr. 10, p.61-64, Nr. 11, p.68-71.
Belenetsky S. Prefix pentru măsurarea inductanței în practica radioamatorului. - Radio, 2005, Nr. 5, p. 26-28.
Polyakov V. Radioamatori despre tehnica conversiei directe. - M.: Patriot, 1990
Polyakov V. Un simplu receptor radio de observator cu unde scurte. - Radio, 2003, Nr. 1 p.58-60, Nr. 2 p.58-59

februarie 2007 Serghei Belenetsky, SUA 5MSQ

Receptorul lui Polyakov este conceput pentru a recepționa stații de amatori în intervalele de 80, 40 și 20 m, care funcționează atât prin telefon (în amplitudine AM și modulație SSB cu bandă laterală unică), cât și prin telegraf (CW). Recepția se face pe căști. Sensibilitatea receptorului la o putere de ieșire de 1 mW este de 40-80µV în modul AM și 20-40µV în modul CW. Selectivitatea la o detonare de ±10 kHz este de 35-40 dB, iar pentru canalul oglindă în intervalul 80 m - 25 dB, 40 m - 20 dB, 20 m - 16 dB.

Receptorul folosește acordarea electronică pentru posturile de radio și un vernier electronic pentru reglarea fină. Pe calea de frecvență intermediară se folosesc filtre piezoelectrice, care au făcut posibilă reducerea la minimum a numărului de inductori și simplificarea stabilirii receptorului.

Acesta este un receptor de tip superheterodin cu o frecvență intermediară de 465 kHz. Receptorul este alcătuit dintr-un mixer pe tranzistorul T1, un oscilator local pe tranzistorul T2, un amplificator de frecvență intermediară în două trepte (tranzistoarele T3 și T4), un detector (T5), un oscilator local telegraf (T6) și un joasă în două trepte. -amplificator de frecventa (T7 si T8).

Semnalul de la antenă este alimentat la un rezistor variabil R1, care servește la atenuarea semnalului la recepționarea stațiilor puternice. Prin condensatorul de cuplare C1, semnalul este transmis circuitului de intrare, reglat la frecvența medie a gamei corespunzătoare. Circuitul este format din condensatoare C2 și C3 și una dintre bobinele L1-L3, pornite de secțiunea B1a a comutatorului de gamă. Condensatorii C2 și C3 sunt simultan un divizor de tensiune alimentat de la circuit la baza tranzistorului de amestec T1. Acest lucru este necesar pentru potrivire mai bună rezistență relativ mare a circuitului cu rezistență scăzută la intrare a tranzistorului. Polarizarea bazei tranzistorului T1 este aplicată prin rezistorul R2.

Oscilatorul local al receptorului este realizat conform circuitului capacitiv în trei puncte de pe tranzistorul T2. Circuitul oscilator local este format din una dintre bobinele L4-L6, conectate prin secțiunea B1b a comutatorului B1 la circuitul colector al tranzistorului și condensatoarele C4-C6. Tensiunea de feedback este aplicată emițătorului tranzistorului de la robinetul divizorului capacitiv format de condensatorii circuitului. O parte din tensiunea oscilatorului local de la același divizor este conectată la emițătorul tranzistorului de amestec T7.

Posturile de radio sunt reglate prin schimbarea frecvenței oscilatorului local, dar nu există un condensator variabil tradițional în receptor pentru astfel de cazuri. Rolul său este jucat de un rezistor variabil R8, cu ajutorul căruia tensiunea de polarizare este modificată pe baza tranzistorului T2. Aceasta modifică conductivitatea de ieșire a tranzistorului și, în consecință, frecvența generată de oscilatorul local. Gama de reglare a frecvenței oscilatorului local este de 160, 270 și 450 kHz în intervalul de 80, 40 și, respectiv, 20 m. Pentru o reglare mai lină a frecvenței oscilatorului local, se folosește un rezistor variabil R6.

Oscilațiile semnalului și ale oscilatorului local, recepționate de tranzistorul T7, sunt amestecate, iar un semnal de frecvență intermediară este alocat în circuitul colector al tranzistorului (pe circuitul L7C8, reglat la o frecvență de 465 kHz). Prin bobina de cuplare L8 si filtrul piezoelectric PF1, semnalul este alimentat la amplificatorul IF, realizat pe tranzistoarele T3, T4 dupa o schema cu legatura directa intre cascade.

Circuitul L7C8 a fost introdus în receptor din următoarele motive. Filtrele piezoelectrice au selectivitate bună în canalul adiacent la dezacorduri de 10-20 kHz, dar este insuficientă pentru semnalele separate de frecvența filtrului cu 100-200 kHz. Circuitul LC, dimpotrivă, având selectivitate scăzută în canalul adiacent, asigură o suprimare bună a semnalelor cu dezacorduri mari. Când circuitul și filtrul sunt pornite împreună, este posibilă creșterea proprietăților selective ale căii IF.

De la ieșirea amplificatorului IF, semnalul este alimentat prin filtrul PF2 către detector, realizat pe tranzistorul T5. La recepționarea semnalelor AM, detectarea este efectuată de joncțiunea colector a tranzistorului, ca la receptoarele cu un detector de diodă conectat în paralel.

La recepţionarea semnalelor telegrafice, baza tranzistorului T5 primeşte oscilaţii de la oscilatorul local realizat pe tranzistorul T6. Comutatorul B2 în acest caz este setat pe poziția „Tlg”. În acest mod, tranzistorul T5 funcționează ca o rezistență controlată. Semiciclurile negative ale tensiunii alternative furnizate bazei (frecvența acesteia este apropiată de cea intermediară) deschid tranzistorul, iar rezistența joncțiunii colectorului scade. În restul timpului, tranzistorul este închis printr-o polarizare pozitivă rezultată din rectificarea tensiunii oscilatorului local de către joncțiunea emițătorului. Ca urmare, semnalele AM nu sunt detectate, iar oscilațiile semnalului și ale oscilatorului local telegraf sunt amestecate în circuitul colector al tranzistorului și este emis un semnal de frecvență audio diferență pe sarcina detectorului (rezistor R16).

Oscilatorul local telegraf folosește un filtru piezoelectric PFZ. Frecvența oscilațiilor generate poate fi modificată în limite mici de un condensator de reglare C14.

Oscilatorul local telegraf este pornit de comutatorul B2. În acest caz, contactele comutatorului din stânga (conform diagramei) deconectează condensatorul C10 de la firul comun. Amplificatorul IF este alimentat înapoi prin rezistorul R12 și câștigul său este redus. Acest lucru este necesar deoarece câștigul detectorului în modul de amestecare este mult mai mare decât în modul de detectare a diodei.

Semnalul detectat de la motorul rezistorului variabil R16, care este controlul volumului, este alimentat la un amplificator de bas în două trepte. Sarcina amplificatorului este căștile TON-1 sau TON-2, incluse în blocul cu două prize Ш1.

Detalii si design. Tranzistoarele P416 pot fi înlocuite cu P403, P423, GT308, GT309, GT322 cu orice index de litere,

MP42 - pe MP39 - MP41 sau pe tranzistoare mai vechi MP13-MP16, de asemenea, cu orice index de litere.

Filtre piezoelectrice: PF1-PFZ - orice monocristal, cu o frecvență de 465 kHz, de exemplu, FP1P-011, FP1P-013, FP1P-017. Selectivitatea receptorului va crește dacă filtrul PF1 este un tip cu două cristale FP1P-012 sau FP1P-016. Se poate obține o selectivitate și mai mare prin utilizarea filtrului cu opt cristale PF1P-1 sau PF1P1-2. Într-un oscilator local telegraf, filtrul PPF poate fi înlocuit cu un circuit LC (Fig.).

În acest caz, condensatorul de acord C14 este îndepărtat, iar frecvența oscilatorului local este setată de miezul bobinei L9.

Datele inductoarelor receptorului sunt date în tabel.

Bobinele L1-L6 sunt înfăşurate pe cadre din circuitele IF ale receptorului. Turnurile fiecărei bobine sunt distribuite uniform în toate secțiunile cadrului. Bobinele L7, L8 sunt înfășurate pe cadrul circuitului IF al receptorului Sokol. Cadrul cu bobine este plasat într-un miez blindat. Bobina L9 este, de asemenea, înfășurată pe același cadru. De asemenea, puteți utiliza bobine IF gata făcute de la receptorul specificat.

Rezistoare fixe - ULM, MLT și altele, cu o putere de minim 0,12 W! Rezistoare variabile R1 și R16 - joint venture, SPO grup B, R6 și R8 - același tip, dar grup A. Condensatoare C7, C2, C6, C15 - KLS. CSR; SZ, S4, S5. C8 - PM, KSO, BM; C18, C19 - EM, K53-1, restul condensatorilor - KLS, MBM. Comutator B1 - biscuit, trei poziții.

Stabilire

începeți prin verificarea modurilor indicate în diagramă. Dacă este necesar, tensiunea la colectorul tranzistorului T8 (cu telefoanele pornite) este selectată cu un rezistor R19, la colectorul T4 - cu un rezistor R10, la colector cu un rezistor T6 R18, la emițătorul T1 - cu un rezistor R2.

Apoi verificați funcționarea oscilatorului local. Un voltmetru este conectat la borna de bază a tranzistorului T2, iar borna colectorului este atinsă cu o mână. În timpul funcționării normale a oscilatorului local, acest lucru va cauza o defecțiune a oscilațiilor sale și o ușoară modificare a citirilor voltmetrului.

După aceea, o antenă este conectată la receptor, rezistențele R1 și R16 sunt setate la poziția de câștig maxim, rezistența R6 este în poziția de mijloc, comutatorul B1 este în poziția „40” (stațiile de emisie puternice funcționează în acest interval și, prin urmare, este mai convenabil să reglați receptorul pe acesta), comutatorul B2-în poziția Tlf "și, rotind rezistorul R8 între pozițiile extreme, precum și reglați frecvența oscilatorului local cu miezul bobinei L5, conectați-vă la un post de radio. Prin rotirea miezului circuitului IF (L7, L8), se atinge volumul maxim de recepție.

Verificarea funcționării receptorului

în modul telegraf. Comutatorul B2 este setat în poziția „Tlg”. În telefoane, ar trebui să se audă un fluier - bătaia purtătorului semnalului primit cu semnalul oscilatorului local telegraf. Prin rotirea butonului de reglare lină (R6), sunt setate „zero bătăi” - o poziție în care tonul bătăilor, care scade treptat, dispare complet. Aceasta înseamnă că frecvența semnalului IF și a semnalului oscilatorului local telegraf sunt aceleași. Când receptorul este detonat de fiecare parte a acestei poziții, tonul bătăilor trebuie să crească cu o schimbare simultană a volumului bătăilor, deoarece nivelul semnalului este determinat de curba de selectivitate a căii FI.

Volumul de recepție ar trebui să fie maxim la o frecvență de bătaie sub 5 kHz (evaluată după ureche). Aceasta corespunde cu setarea frecvenței oscilatorului local telegraf la mijlocul lățimii de bandă a receptorului. Cu toate acestea, unele filtre piezoelectrice generează la o frecvență de 10-15 kHz sub intermediară. Apoi zero bătăi vor fi auzite slab, iar volumul maxim al tonului lor va fi obținut la o frecvență de peste 6 kHz. În acest caz, este necesar să înlocuiți condensatorul C15 cu altul cu o capacitate mai mică, dar nu mai mică de 20-15 pF, altfel oscilațiile vor eșua din cauza slăbirii feedback-ului. Dacă această măsură nu ajută, schimbați filtrul PFZ cu PF1 sau PF2. Frecvența oscilatorului local telegraf ar trebui să fie setată de condensatoarele C14 și C15, astfel încât atunci când receptorul este detonat deasupra și sub frecvența semnalului de ritm, acestea să fie auzite la fel de tare.

Următorul pas este configurarea circuitelor de intrare și heterodine. Ascultând aerul pe toate benzile, setați nucleele bobinelor L4-L6 într-o astfel de poziție încât stațiile de amatori să fie recepționate aproximativ în mijlocul fiecărei benzi. În intervalul de 80 și 40 m, cel mai mare număr de stații se aude seara, iar în raza de 20 m - după-amiaza. Bobinele circuitului de intrare (L1-L3) sunt ajustate la volumul maxim de recepție al oricărui post de radio din mijlocul fiecărui interval.

Salutări tuturor iubitorilor de KV. M-a tras să mă îmbăt. Lipiți ceva simplu. Și ce ar putea fi mai simplu decât un receptor de conversie directă. Cu aproximativ 10-15 ani în urmă, am lipit o cantitate sălbatică de tot felul de PPP-uri. Desigur, cartea mea de referință a fost cartea "." Polyakova V.T.

Cu toate acestea, nu a existat nicio dorință de a lipi de la tranzistoare precum MP40-MP42 și altele similare, deoarece. deși rămășițele lor s-au păstrat, era cumva prea lene să cauți garaje și mezanin. Era rezonabil să presupunem că anii recenti 8, radioamatorii au redesenat desenele lui Vladimir Timofeevici pe o nouă bază elementară. S-a dovedit că ceea ce a fost redesenat din punct de vedere al complexității nu trage pe un design de weekend și, pentru a găsi cel puțin ceva care poate fi lipit, trebuie să citiți 100-150 de pagini din forumul cqham.ru/qrz.ru, unde primele 50 de pagini aleg un mixer, capabil să ofere 120 dB DD.

Prin urmare, fără ezitare, mi-am desenat diagrama PPP, sub care am întins placa de circuit imprimat, am călcat-o, am gravat-o, am făcut găuri, scuze pentru găuri, am mers la cel mai apropiat magazin de radio, de unde am cumpărat toate piesele necesare pentru 200 ruble și a început să lipim...

Pe baza binecunoscutei scheme din carte celebră:

Oscilatorul local este asamblat pe un tranzistor KT315 și funcționează la o frecvență de frecvență / 2 - 3500..3600, care asigură recepția în intervalul 7000 ... 7200 kHz.
ULF pe popularul cip LM386, care necesită un minim de curele și oferă de 200 de ori câștigul de tensiune. Nu are sens să-l încărcați pe difuzor, dar pe căști (chineză obișnuită, cumpărată cu 150 de ruble în Mediamarkt, și nu acum o raritate de TON-2), asta este.

Bobine - bobinate pe rame cu diametrul de 10 mm
Circuitul de intrare a bobinei L2 conține 9 spire
Bobina oscilatorului local L1 conține 15 spire

Receptorul este asamblat pe o placă de circuit imprimat, de dimensiuni 85x45, pe care am plasat KPI-ul. Dacă abandonați KPI-ul și aplicați o modificare a frecvenței printr-un varicap (sau o matrice varicap), atunci dimensiunea plăcii poate fi redusă și mai mult.

Fișier PCB în format sPlan 6.0

Deci, conform rezultatelor de reglare, vă rugăm să acordați atenție faptului că inductanța bobinei filtrului trece-jos L3 ar trebui să fie de 100 mH (mile și nu micro). C6=C7=0,05. Paralel cu intrarea microcircuitului, instalați un rezistor de 5 kΩ (un capăt al rezistenței la pinul 3 al LM386, celălalt la masă)

73 de UA1CBM

info - ua1cbm.ru

Pe această pagină există un capitol din cartea lui V. T. Polyakov „Către amatorii de radio, despre tehnica conversiei directe” din ediția din 1990 – „Receptor de 80 m”.

Schema de circuit a receptorului este prezentată în figura de mai jos.

Semnalul de la antenă prin condensatorul de cuplare C1 este alimentat la circuitul de intrare L1 C10 C11 și apoi la mixer, realizat pe două diode de siliciu back-to-back VD1, VD2. Sarcina mixerului este un filtru trece-jos în formă de U L3 C10 C11 cu o frecvență de tăiere de 3 kHz. Tensiunea oscilatorului local este furnizată mixerului prin primul condensator de filtru - C10.

Oscilatorul local al receptorului este asamblat conform schemei cu feedback capacitiv pe tranzistorul VT1. Bobina circuitului oscilator local este inclusă în circuitul colectorului. Oscilatorul local și circuitul de intrare sunt reglate pe interval în același timp, cu un bloc dublu de condensatori de capacitate variabilă C3, C6, iar frecvența de reglare a oscilatorului local (1,75 ... 1,9 MHz) este de două ori mai mică ca frecvență de acord a circuitului de intrare.

Amplificatorul de bas este realizat conform schemei cu conexiune directă între cascade, pe tranzistoarele VT2, VT3. Sarcina amplificatorului este telefoane cu impedanță ridicată cu o rezistență DC de 4 kOhm, de exemplu, TA-4.

Receptorul poate fi alimentat de orice sursă de 12 V, consumul de curent este de aproximativ 4 mA. Bobinele receptor L1 și L2 sunt înfășurate pe cadre cu diametrul de 6 mm și sunt reglate cu miezuri de ferită de 600NN, cu diametrul de 2,7 și lungimea de 10... Înfășurare - întoarcere în întoarcere. L1 conține 14 spire de sârmă PELSHO 0,15, L2 - 32 spire de sârmă PELSHO 0,1. Robinetele pentru ambele bobine sunt din a patra tură, numărând de la firul împământat.

Bobina de filtru L3 cu o inductanță de 100 mH este înfășurată pe un circuit magnetic K18 × 8 × 5 din ferită 2000NN și conține 250 de spire de sârmă PELSHO 0,1 ... 0,15. Puteți utiliza un circuit magnetic K10 × 7 × 5 din aceeași ferită, crescând numărul de spire la 300, sau K18 × 8 × 5 de la 1500NM sau 3000NM ferită (în acest caz, înfășurarea ar trebui să fie formată din 290 sau 200 de spire, respectiv).

În cazuri extreme, în absența miezurilor magnetice de ferită, bobina filtrului poate fi înlocuită cu un rezistor cu o rezistență de 1 ... 1,3 kOhm. Selectivitatea și sensibilitatea receptorului se vor deteriora oarecum. Blocul de condensatori variabili a fost folosit de la receptorul „Speedol”. Puteți folosi un alt bloc, dar întotdeauna cu un dielectric de aer. Pentru a facilita acordarea la stația SSB, este de dorit să echipați unitatea cu cel puțin cel mai simplu vernier.

În oscilatorul local al receptorului, tranzistorii KT315 și KT312 cu orice index de litere funcționează bine. Aproape orice tranzistoare p-n-p de joasă frecvență sunt potrivite pentru un amplificator de joasă frecvență. Este de dorit, totuși, ca VT2 să fie cu zgomot redus (P27A, P28, MP39B), iar coeficientul de transfer de curent al fiecăruia dintre tranzistori să fie de cel puțin 50 ... 60. Condensatoare C2, C4, C5, C7 - KSO sau ceramice. Restul pieselor pot fi de orice tip.

Șasiul receptorului este format dintr-un panou frontal de 180×80 mm și două bare laterale de 110 mm lungime și 20 mm înălțime, înșurubate pe părțile laterale ale panoului frontal în partea inferioară a acestuia. Toate aceste detalii sunt realizate din duraluminiu. O placă de montare cu dimensiunile de 180 × 55 mm din getinax acoperit cu folie este atașată de șipci. Locația pieselor pe placă, în figura de mai jos.

O schiță a conductorilor imprimați nu este dată, deoarece locația conductorilor depinde de dimensiunile pieselor utilizate. Montajul tipărit nu este necesar. Dacă placa este realizată din material fără folie, de-a lungul plăcii ar trebui să fie trecute mai multe șine de pământ. Cu cât suprafața unor astfel de anvelope este mai mare, cu atât mai bună este protejarea pieselor de pickup-urile interne și externe.

Stabilirea receptorului începe cu verificarea modurilor tranzistoarelor, pentru curent continuu. Tensiunea la colectorul tranzistorului VT3 ar trebui să fie de 7 ... 9 V. Dacă diferă de cel specificat, se selectează rezistența R3. Tensiunea la emițătorul tranzistorului VT1 ar trebui să fie egală cu 6..8 V. Este reglat de selectarea rezistenței rezistorului R1.

Apoi ar trebui să vă asigurați că există generare prin închiderea bornelor bobinei L2. În același timp, nivelul de zgomot din telefoane ar trebui să scadă oarecum, datorită reducerii zgomotului mixerului. După ce ați conectat antena, acordați orice stație și selectați poziția robinetului bobinei L2 (în interval de ± 1 - 2 spire) în funcție de cel mai mare volum de recepție. Sensibilitatea receptorului depinde de minuțiozitatea acestei operațiuni.

Intervalul de acord este stabilit de miezul bobinei L2 folosind GSS sau prin ascultarea semnalelor posturilor de amatori. În cele din urmă, circuitul de intrare este reglat prin rotirea miezului bobinei L1 la cel mai mare volum de recepție. Conexiunea cu antena este stabilită de condensatorul C1 astfel încât majoritatea posturilor să fie auzite la volum mediu. Acest lucru elimină necesitatea unui control dedicat al volumului.

Un receptor reglat corespunzător are un câștig, măsurat ca raportul dintre tensiunea audio de pe telefoane și tensiunea de înaltă frecvență la bornele antenei, aproximativ 15 000. Tensiunea de zgomot inerent a receptorului, adusă la terminalul antenei, nu depășește 1. μV. Un semnal telegrafic de 1,5 ... 2 μV este deja bine distins în telefoane.

Zgomotul aerului la utilizarea unei antene de doar câțiva metri lungime este cu mult superior zgomotului propriu al receptorului. Cu toate acestea, pentru a obține un volum de recepție suficient, este de dorit ca lungimea antenei să fie de cel puțin 15 ... 20 m.

Recent, fiul meu de opt ani a decis să se „alăture fierului de lipit” și mi-a cerut să fac un fel de receptor cu el. Ținând cont de faptul că acasă de la dispozitive - doar un multimetru digital chinezesc, alegerea mea a căzut pe deja legendarul PPP V.T. Polyakov. Am făcut deja acest receptor în anii 80 și a lăsat doar amintiri plăcute. Dar în acei ani nu aveam nici experiență, nici instrumente normale și, desigur, nu s-au efectuat măsurători instrumentale - a funcționat și în regulă. Și acum a fost greu să rezist tentației de a repeta acest design și de a-l testa cu dispozitive, dar principalul lucru este să îi compar sunetul cu PPP-ul meu atunci când lucrez pe același desktop pe aceeași antenă (10-12 m de fir la înălțime). de 10-12m) pe banda de 40m - cea mai dificilă pentru IFR din punct de vedere al interferenței, deoarece posturile de radio puternice sunt foarte apropiate ca frecvență și dacă receptorul funcționează bine pe această gamă, va funcționa fără probleme pe toți ceilalți. Mai mult, m-a interesat varianta PPP în special pe tranzistoarele cu germaniu (deși deja depășite - dar mulți radioamatori le-au avut din timpuri imemoriale într-o noptieră cu jumătate de găleată fiecare), pentru că. autorul a întâlnit deja de mai multe ori colegi care se presupune că oferă un sunet mai blând al receptorilor sau doar ULF. Și acum, fără prea multă grabă, în două seri, fiul meu (sub îndrumarea mea strictă) a lipit receptorul, a verificat modurile, încă câteva minute pentru a regla GPA și, cu răsuflarea tăiată, conectăm antena (Fig. 1). ).

Tranzistoare. După cum este indicat în descriere, aproape orice tranzistoare p-p-p de joasă frecvență sunt potrivite pentru un amplificator de joasă frecvență. Este de dorit, totuși, ca V3 să fie cu zgomot redus (P27A, P28, MP39B), iar coeficientul de transfer de curent al ambelor tranzistoare să fie de cel puțin 50-60. .2) și să le selectați pe cele necesare din copiile disponibile. Trebuie remarcat faptul că rezultatele acestor măsurători trebuie tratate ca orientative, deoarece este posibilă o eroare mare, în special pentru tranzistoarele cu germaniu. O caracteristică a acestui mod pentru multimetrul DT-830V (și pentru cele chinezești similare) este că măsurarea este efectuată atunci când pe bază este aplicat un curent fix de 10 μA. unele cazuri de tranzistoare cu germaniu pot avea un curent invers de bază comparabil, ceea ce duce la o supraestimare proporțională a citirilor. Dar în cazul nostru nu este critic.

Diode de robinet poate exista orice siliciu de înaltă frecvență din seriile KD503,509, 512, 521,522, dar 1N4148 importat și similare sunt mai bune. Ele sunt accesibile și ieftine (0,01 USD), dar principalul avantaj este o răspândire semnificativ mai mică a parametrilor în comparație cu cei domestici. Este indicat să le ridicați câte o pereche, deși prin rezistență directă, pornind multimetrul DT-830V în modul de continuitate a diodei. În fotografie (Fig. 3)
este dat rezultatul verificării și selectării a mai mult de cincizeci de diode 1N4148. După cum puteți vedea, răspândirea lor în rezistența directă este extrem de mică, ceea ce, apropo, le permite să fie recomandate în siguranță pentru construirea mixerelor cu mai multe diode. Pentru comparație, pentru a ridica o pereche de KD522 domestice cu valori mai mult sau mai puțin apropiate, a trebuit să trec prin 2 duzini de diode bune.

KPI poate fi orice, dar întotdeauna cu un dielectric de aer, altfel va fi dificil să obțineți o stabilitate GPA acceptabilă. KPI-urile din blocurile VHF ale vechilor receptoare industriale (Fig. 4), care se găsesc încă des pe piețele noastre de radio, sunt foarte convenabile.
Au un vernier 1:4 încorporat, ceea ce face mult mai ușor să acordați o stație SSB. Prin conectarea ambelor secțiuni în paralel, obținem o capacitate de aproximativ 8-34pF.

Pentru certitudine, vom pleca de la faptul că avem un astfel de KPI. Dacă capacitatea maximă a KPI-ului dvs. este diferită, este ușor să o aduceți la cea necesară incluzând un condensator de întindere de 39-51pF în serie. Calculul unui condensator de tracțiune este destul de simplu. Capacitatea totală sau echivalentă a condensatoarelor conectate în serie Cekv = (Skpe * Crast) / (Ckpe + Crast).

Căști electromagnetice, neapărat de înaltă rezistență (cu bobine de electromagneți cu o inductanță de aproximativ 0,5H și o rezistență DC de 1500 ... 2200 Ohmi), de exemplu, tipurile TON-1, TON-2, TON-2m, TA-4 , TA-56m. Când sunt conectate în serie, adică „+” al unuia este conectat la „-” al celuilalt, au o rezistență totală pentru curent continuu de 3,2-4,4 kOhm, pentru curent alternativ, aproximativ 10-12 kOhm la un frecventa de 1 kHz. Deci sunt incluse în schema originală IFR de la RA3AAE, așa că are sens să le părăsești. În versiunea mea, telefoanele TON-2 sunt conectate în paralel, ceea ce a făcut posibil la un moment dat obținerea unui volum mare în timpul funcționării Radio-76, deoarece rezistența este de 4 ori mai mică (ambele în curent continuu 800-1,1 kOhm). și în curent alternativ - aproximativ 3,5-4 kOhm), care, în consecință, a oferit o creștere de 4 ori a puterii de ieșire. Nu l-am mai schimbat la conexiune serială - nu este critic, dar după cum a arătat experiența, volumul rezultat este încă excesiv și este mai bine, pentru acest PPP, să aplici conexiunea serială a telefoanelor.
Inductor LPF. După cum se indică în articol, bobina de filtru trece-jos L3 cu o inductanță de 100 mH este înfășurată pe un circuit magnetic K18X8X5 realizat din ferită 2000NN și conține 250 de spire de sârmă PELSHO 0,1-0,15. Puteți utiliza circuitul magnetic K10X7X5 din aceeași ferită, crescând numărul de spire la 300, sau K18X8X5 de la 1500NM sau 3000NM ferită (în acest caz, înfășurarea ar trebui să fie formată din 290, respectiv 200 de spire). Puteți utiliza, de asemenea, unul potrivit gata făcut, de exemplu, folosind jumătate din înfășurarea primară a transformatorului de ieșire de la receptoare cu tranzistori de dimensiuni mici sau una dintre înfășurările capetelor magnetice universale ale unui casetofon. Am folosit o bobină gata făcută pentru 105 mGot dintr-un filtru trece-jos industrial dezasamblat D3.4. În cazuri extreme, bobina filtrului poate fi înlocuită cu un rezistor cu o rezistență de 1-1,3 kOhm. Dar totuși, este mai bine să evitați acest lucru, deoarece selectivitatea și sensibilitatea receptorului nu sunt deja foarte mari și se vor deteriora vizibil.

Inductori RF(PDF și GPD). O atenție deosebită ar trebui acordată acestor inductori, deoarece multe depind de calitatea lor: sensibilitatea receptorului, stabilitatea frecvenței oscilatorului local, selectivitatea. Și după cum arată experiența comunicării pe forumuri, fabricarea lor este cea care provoacă cele mai mari dificultăți radioamatorilor începători, deoarece. este puțin probabil că va fi posibil să obțineți (cumpărați) aceleași cadre ca ale autorului, sau veți dori să reconstruiți receptorul într-o gamă diferită. În acest caz, prezența unui inductametru, cel puțin cel mai simplu prefix, ar ajuta foarte mult.

Dar noi, așa cum am convenit mai devreme, nu avem decât un multimetru și un receptor de radiodifuziune de uz casnic cu o bandă HF - una sau mai multe extinse - nu este critic, am Ishim-003. Cum, în acest caz, să alegeți (calculați) și să faceți corect bobine?

În primul rând, permiteți-mi să vă reamintesc că frecvența de rezonanță a circuitului este determinată de binecunoscuta formulă Thomson
unde F este frecvența în MHz, L este inductanța în µH, C este capacitatea în pF

Disponibilitatea bobinelor gata făcute cu inductanță apropiată de valorile cerute. De regulă, câțiva receptoare vechi, sparte, zac „în noptieră” a unui radioamator, care servesc drept „donatori” și furnizori de piese pentru modele noi, inclusiv. și bobine, dintre care multe se pot potrivi în formă finită, fără modificări, pentru receptorul nostru. Deoarece nu avem posibilitatea de a măsura inductanța, putem căuta date de referință - cel mai realist, în cărțile de referință despre echipamentele de uz casnic, produse anterior în cantități de masă. Acum există motoare de căutare foarte eficiente pe Internet, așa că nu este o problemă să găsiți astfel de directoare în formă electronică.

Principala cerință pentru selectarea bobinelor finite este prezența unui robinet (sau bobine de cuplare) din 1/3 ... 1/4 (necritică) parte a spirelor. Deci „donatorul” pentru PPP-ul meu a fost vechea „Sonata”. În GPA, am instalat un circuit oscilator local KV-2 cu o inductanță de 3,6 μH (26,5 spire ale bobinei buclei și 8 spire ale bobinei de comunicație), iar în circuitul de intrare am instalat, în absența unei mai potrivite. una, o bobină KV-4 cu o inductanță de 1,2 μH (15 spire cu un robinet de la 3,5) - după cum puteți vedea, aceasta din urmă este foarte departe de optim, și totuși această soluție este destul de eficientă și, după cum vom vedea de mai jos, oferă realizarea aproape completă a potențialului mixerului.

Un alt criteriu este alegerea capacității buclei pentru a oferi intervalul de reglaj necesar cu KPI-ul disponibil. Calculul este destul de simplu. lățime de bandă relativă, de exemplu 7 MHz, cu o marjă mică la margini = (7120-6980)/7050=0,02 sau 2%. Pentru a face acest lucru, capacitatea buclei trebuie reconstruită cu o valoare dublă, adică 4% (din valoarea de 240pF), care este doar 9,6 pF, ceea ce nu este foarte convenabil în implementarea practică, deoarece chiar și pentru un KPI VHF de capacitate redusă și cu o secțiune activă, este necesar să porniți un condensator de întindere, dar cum rămâne cu pornirea KPI-urilor standard cu o capacitate maximă de 270-360pF? Prin urmare, mergem de la opus - restructurarea capacității 34pF-8pF \u003d 26 pF este de 4%, prin urmare capacitatea totală a circuitului este de 650pF. În acest caz, inductanța este de 3,2 μH. Să punem bobina pe care o avem, care are o inductanță pașaport de 3,6 μH (cu poziția de mijloc a miezului), pe baza posibilității de reglare fină a inductanței prin deplasarea acestui miez.

Ținând cont de faptul că miezul de reglare (în poziția de mijloc) crește inductanța de aproximativ 1,3-1,5 ori (dacă ferită) sau de 1,2-1,3 ori (carbonil lung de 10 mm - de la bobinele IF ale televizoarelor vechi), calculul spirele bobinei sunt efectuate pentru un număr corespunzător de ori redus de la inductanța necesară. Formulele de calcul sunt date în toate cărțile de referință pentru radioamatori, dar adesea este mai convenabil să folosiți programe speciale de calcul, de exemplu, este convenabil să calculați o bobină cu un singur strat MIX10 , BOBINA32 , și pentru toate tipurile, incl. multistrat - RTE.

Câteva cuvinte ar trebui spuse despre GPA. Acest PPP utilizează un circuit capacitiv în trei puncte cu un tranzistor T1 (Fig. 5.), Conectat conform circuitului OB. Circuitul R1C5 îndeplinește funcțiile de stabilizare a amplitudinii (gridlick), dar pe lângă aceasta, aceeași funcție de stabilizare a amplitudinii (și foarte eficient) este îndeplinită de mixerul de încărcare pe VPD (același limitator de diodă bidirecțională). Ca urmare, atunci când alegeți raportul capacităților inversului POS C8 / C7 în 5-10 și un tranzistor de frecvență suficient de înaltă (slave Fgran>10F, în cazul nostru este îndeplinită această condiție, pentru KT312 Fgran>120MHz, pt. KT315 Fgran>250MHz), GPA oferă o generare stabilă și o amplitudine stabilă atunci când se schimbă impedanța caracteristică a circuitului, de exemplu. raportul L/C într-o gamă foarte largă, ceea ce, de fapt, ne oferă posibilitatea unei mari libertăți în alegerea valorilor inductanței sau capacității.

Csum \u003d Spar + Skpe + Seq 7.8. Pentru cazul nostru, calculul dă C7=750, C8=4700pF.

Subliniez încă o dată că utilizarea CPI cu un dielectric de aer ne va oferi aproape automat o stabilitate foarte mare a GPA fără a lua măsuri speciale de stabilizare termică. Deci modelul meu PPP de 7 MHz, atunci când este alimentat de Krona, păstrează stația SSB timp de cel puțin o jumătate de oră fără o schimbare vizibilă a timbrului vocii corespondentului, adică instabilitatea absolută nu este mai rea de 50-100 Hz!

Înființarea unui PPP

După montarea pieselor, verificăm cu atenție din nou pentru absența erorilor și conectăm alimentarea - o baterie sau un acumulator. În telefoane ar trebui să se audă un zgomot mic, abia distins și chiar de spectru, dacă se amestecă cu el o nuanță răgușită, de joasă frecvență - dovadă de captare directă cu o frecvență de 50 Hz de la rețea, căutăm o sursă de interferență aproape de aspectul nostru și cel puțin pentru timpul de reglare îl îndepărtăm. Așadar, când l-am pornit pentru prima dată, a existat un fundal vizibil, a cărui sursă s-a dovedit a fi un transformator coborât al fierului de lipit situat în apropiere, după ce l-am transferat de pe masă pe podea, interferența a devenit invizibilă. În viitor, când transformați PPP într-un design finit, este foarte recomandat să îl plasați într-o carcasă (metalică) ecranată și astfel de probleme vor dispărea în fundal. Suntem convinși de performanța generală a ULF atingând oricare dintre bornele bobinei filtrului trece jos L3 cu degetul. Un „mârâit” puternic ar trebui să se audă în telefoane. Verificăm modurile de alimentare DC - pe emițătorul T3 (Fig. 6) ar trebui să existe o tensiune de ordinul 0,9-1,3V, care asigură modul T2 optim în ceea ce privește zgomotul. Dacă tensiunea depășește aceste limite, obținem selecția necesară a lui R2, ținând cont de faptul că o creștere a rezistenței sale determină o creștere a tensiunii și invers. Valoarea rezistorului R5 setează curentul etajului de ieșire, în acest caz aproximativ 2mA, ceea ce este optim atunci când telefoanele sunt conectate în paralel, dacă aveți o conexiune în serie, atunci este mai bine să creșteți acest rezistor la 1-1,5. kOhm, în același timp, acest lucru va crește ușor eficiența PPP.

Apoi, verificăm GPA. Trebuie remarcat faptul că tensiunea la emițătorul tranzistorului T1 nu trebuie să fie egală cu 6-8V (așa cum este indicat în sursa originală), dar poate fi într-un circuit de funcționare normal în intervalul de la 2 la același 6 -8V, de exemplu, în aspectul meu este vorba despre 2, 4B. Această valoare în cazul general depinde de mulți factori - tipul de diode de mixer, tranzistorul Kus, adâncimea POS, factorul de calitate al circuitului, coeficientul de includere a mixerului în circuit, adică. numărul de spire ale bobinei de cuplare sau locația robinetului bobinei, valorile rezistențelor din circuitele de bază și emițătoare etc., etc.

În alte surse, atunci când descriem setarea mixerelor similare pentru VPD-uri cu diode de siliciu, se recomandă alimentarea cu tensiune mixerului cu o amplitudine de aproximativ 0,7 ... 1V - este bine că au ceva care să controleze asta - un voltmetru RF sau un osciloscop. Dar, în esență, toate acestea sunt metode de control INDIREC al setării, deși în multe privințe corecte, dar adesea departe de OPTIMALE, deoarece tensiunea de deschidere a diodelor diferă semnificativ nu numai pentru diferite tipuri (de exemplu, KD503 are una dintre cel mai mare, KD521 are mai puțin, KD522 are și mai puțin), dar și în cadrul aceluiași tip. Setarea corectă și optimă a modului mixerului, în cazul general, va oferi NUMAI control instrumental direct al DD și al sensibilității.

Pentru a face acest lucru, comutăm ieșirea din stânga (vezi Fig. 6) a uneia dintre diode la un circuit RC auxiliar. Rezultatul este un redresor de tensiune GPA clasic cu dublare și o sarcină aproximativ echivalentă cu una reală pentru un mixer. Acest tip de „voltmetru RF încorporat” ne oferă posibilitatea de a măsura efectiv modurile de funcționare ale anumitor diode dintr-un anumit GPA direct în circuitul de operare. Prin conectarea unui multimetru la rezistorul 0R1 în modul de măsurare a tensiunii DC pentru control, prin selectarea rezistorului R3 obținem o tensiune de 0,35-0,45V - aceasta va fi tensiunea optimă pentru diodele 1N4148, KD522.521. Dacă se utilizează KD503, atunci tensiunea optimă este mai mare - 0,4-0,5V. Iată toată configurația. Lipim ieșirea diodei la loc și scoatem lanțul auxiliar.

tabelul 1

Frecvențele de tăiere ale rețelei principaleKBintervale

Intervalele
nume prescurtate, m	Limite de frecvență, MHz	Lățimea de bandă, MHz.	fcp, MHz	Lățimea relativă a intervalului, %
	KBbenzi de difuzare
49	5,950 - 6,200	0,250	6,075	4,1
41	7,100 - 7,300	0,200	7,200	2,7
31	9,500 - 9,775 11,700 - 11,975 15,100 - 15,450	0,275	9,637	2,8
16	17,700 - 17,900	0,200	17,800	1.1
13	21,450 - 21,750	0,300	21,600	1,3
11	25,600 - 26,100	0,500	25,850	1,9
KBbenzi de radio amatori
160	1,8 0 0 - 2 , 00 0	0, 2 00	1,900	10,5
80	3,500 - 3, 80 0	0, 30 0	3, 650	8,2
40	7,000 - 7, 2 00	0, 2 00	7, 10 0	2,8
20	14,000 - 14,350	0,350	14,175	2,4
14	21,000 - 21,450	0,450	21,225	2,2
10	28,000 - 29,700	1,700	28,850	5,8

condensatorul 0C2 cu o capacitate de 10-22nF (nu este critic), transformând astfel ULF-ul nostru într-un generator de frecvență joasă, iar mixerul va îndeplini acum (și destul de eficient!) Funcțiile unui modulator AM cu aceeași frecvență pe care o auzim. în telefoane. Acum, căutarea frecvenței de generare a GPA va fi mult facilitată nu numai la frecvența principală GPA, ci și la armonicile acesteia. Am verificat acest lucru experimental, căutând mai întâi frecvența fundamentală (3,5 MHz) și a doua armonică a acesteia (7 MHz) în modul receptor de comunicație și apoi în modul AM. Volumul semnalului și comoditatea căutării sunt aproape aceleași, singura diferență este că în modul AM, datorită lățimii de bandă de modulare largi și lățimii de bandă a IF, precizia determinării frecvenței este puțin mai mică (2- 3%), dar acest lucru nu este foarte critic, deoarece. dacă nu există o scară digitală, eroarea totală de măsurare a frecvenței va fi determinată de precizia scării mecanice a receptorului de control, iar aici eroarea este mult mai mare (până la 5-10%), prin urmare, la calcularea GPA, oferim pentru gama de reglare GPA cu o anumită marjă.

Deci, când l-am pornit pentru prima dată, am obținut frecvența mai mică de generare a GPA în intervalul 3120-3400 kHz (în funcție de poziția miezului de acord), din care se vede că este de dorit. pentru a crește frecvența inițială cu 10-12 la sută și, în consecință, pentru aceasta este necesar să se reducă capacitatea circuitului cu 20-24%. Cel mai simplu mod de a face acest lucru este să setați C8 la 620pF. După această înlocuire, prin construirea miezului bobinei, conducem cu ușurință domeniul de reglare GPA în cel necesar (3490-3565 kHz), care corespunde recepției la frecvențe de 6980-7130 kHz. Apoi, conectăm antena, setăm butonul KPI în poziția de mijloc, adică la mijlocul intervalului de funcționare, iar prin mișcarea miezului bobinei L1 ajustăm circuitul de intrare la maximum de semnale de zgomot și eter. Dacă se observă o scădere a zgomotului în timpul rotației miezului după atingerea maximului, aceasta indică faptul că circuitul de intrare este configurat corect, readucem miezul în poziția maximă și putem începe să căutăm posturi SSB de amatori și să testăm ascultarea în ordine. pentru a evalua calitatea PPP. Dacă rotația miezului (în ambele direcții) nu reușește să stabilească un maxim clar, adică semnalul continuă să crească, atunci circuitul nostru este configurat incorect și va trebui să fie selectat un condensator. Deci, dacă semnalul continuă să crească atunci când miezul este complet deșurubat, capacitatea circuitului C2 trebuie redusă, de regulă (dacă calculul preliminar al bobinei este efectuat fără erori), este suficient să setați următoarea valoare cea mai apropiată. - în versiunea mea este 390pF. Și din nou verificăm posibilitatea de a regla circuitul de intrare la rezonanță. În schimb, dacă semnalul continuă să scadă atunci când miezul este complet deșurubat, capacitatea circuitului C2 trebuie mărită.

Analiza rezultatelor testelor PPP și modernizarea acestuia. După cum sa menționat mai sus, prima ascultare SPT în emisie a arătat asta

1. Sunetul s-a dovedit a fi un fel de sunet, fixat de-a lungul spectrului și foarte neplăcut pentru ureche.

Să analizăm cauzele și soluțiile acestor probleme în ordinea enumerată mai sus. Și aici avem doar parametrii tranzistorului obținuți în timpul pregătirii preliminare.

Conexiunea de testare a căștilor la Camera de Comerț și Industrie a autorului a arătat că acestea sunt în stare bună și sună destul de decent, deși bineînțeles nu Hi-Fi. Se pare că punctul nu se află în ele, ci în elementele selectate fără succes ale căii de joasă frecvență (Fig. 5), care sunt responsabile pentru formarea răspunsului său general în frecvență. Există patru astfel de elemente:
- LPF C3L3C5, realizat după circuitul în formă de U cu o frecvență de tăiere de aproximativ 3 kHz, care asigură un răspuns în frecvență orizontal doar la o sarcină egală cu cea caracteristică, care pentru elementele indicate în diagramă este de aproximativ 1 kOhm [5] ]. În cazul nepotrivirii filtrului, răspunsul său în frecvență se modifică oarecum: atunci când este încărcat pe o rezistență care este de câteva ori mai mică decât cea caracteristică, are loc o scădere a răspunsului în frecvență cu câțiva dB în regiunea frecvenței de tăiere, în caz contrar se observa o crestere. O ușoară creștere a frecvențelor superioare ale spectrului audio este utilă pentru îmbunătățirea inteligibilității, de aceea este indicat într-un circuit real să încărcați filtrul cu o rezistență de 1,5-2 ori mai mare decât cea caracteristică. Dar dacă rezistența la sarcină a filtrului trece-jos este semnificativ mai mare, atunci răspunsul în frecvență va dobândi o rezonanță pronunțată, ceea ce va duce la o distorsiune vizibilă a spectrului semnalului recepționat și la apariția unui „sunet” neplăcut. Trebuie remarcat faptul că cele de mai sus sunt adevărate cu un factor de calitate suficient de înalt (mai mult de 10-15) bobine de filtru trece-jos - acestea sunt, de regulă, bobine înfășurate pe inel și miezuri de ferită blindate de înaltă permeabilitate. Pentru bobinele realizate pe baza transformatoarelor de joasă frecvență de dimensiuni mici sau a GU-urilor de înregistrare pe bandă, factorul de calitate este semnificativ mai scăzut, iar fenomenele de rezonanță (ținuit) vizibile la ureche nu sunt practic vizibile chiar și la o sarcină de 5-7 ori mai mare decât cea optimă. . În circuitul nostru, rolul sarcinii este jucat de rezistența de intrare ULF, mai precis, rezistența de intrare a cascadei pe tranzistorul T2, conectată conform circuitului OE. Să-l definim. Pentru un circuit cu OE Rin2 = Vst * Re2, unde Re2 este rezistența joncțiunii emițătorului tranzistorului T2, aceasta poate fi determinată destul de precis prin formula empirică Re2 = 0,026 / Ik2 (în continuare, toate valorile sunt exprimate în volți, amperi și ohmi). Deci, Ik2 \u003d (Upit-1.2) / R4 \u003d (9-1.2) / 10000 \u003d 0.0008A, Re2 \u003d 0.026 / 0.0008 \u003d 33 ohmi și Rin3 3 \u003d 0.003d \u003d 0.003d Ohm. Iată primul motiv pentru sunetul „sunet” al PPP - o sarcină excesiv de mare a LPF. Pentru a asigura sarcina necesară, punem un rezistor de 3,3 kOhm în paralel cu C5. Dacă utilizați un tranzistor cu Vst \u003d 30-50, atunci rezistența de intrare a ULF este apropiată de cea necesară (1,2-1,6 kOhm) și nu este nevoie de un rezistor suplimentar.
- condensatorul de separare C9, care formează un filtru trece-înalt cu o singură legătură cu rezistența de intrare ULF, având o frecvență de tăiere Fср=1/(6,28*Rin2*С9)=1/(6,28*2970*0,0000001)=536Hz. Acesta este motivul spectrului „stors” de jos. Mai mult, dacă utilizați un tranzistor cu Vst = 30-50, atunci situația este și mai rea - frecvența de tăiere a HPF de intrare va crește la 1000-1500Hz !!! Pentru ca partea inferioară a răspunsului în frecvență al SPP să nu depindă de răspândirea parametrilor tranzistorului, capacitatea C9 trebuie mărită cu un factor de 3-4, adică. alege 0,33-0,47uF.
- condensatorul C10, rezistorul de manevră R5, elimină FOS general (pentru întregul ULF) pentru curent alternativ la frecvențe peste Fav = 1 / (6,28 * R5 * C10) = 60 Hz și aici, la prima vedere, totul pare să fie corect, dar ...
  Să ne uităm la fig. 7, care prezintă circuitul echivalent al părții emițătoare a etajului de ieșire ULF. După cum puteți vedea, rezistența emițătorului Re3 a tranzistorului T3 este conectată în serie cu condensatorul C10 și formează un circuit clasic de corecție RF, adică un circuit HPF echivalent - suprimând frecvențele joase cu o frecvență de tăiere Fcp = 1 / (6,28 * Re3 * C10). Valoarea rezistenței emițătorului Re3 a tranzistorului T3 \u003d 0,026 / 0,002 \u003d 13 ohmi și, în consecință, frecvența de tăiere a circuitului de corecție RF al etapei de ieșire Fav \u003d 2,6 kHz !!! Iată al doilea motiv pentru spectrul „stors” de jos. Dacă curentul de colector T3 este mai mic (pentru opțiunea cu conexiune în serie a telefoanelor - 1 mA, adică rezistența R5 = 1,2-1,5 kOhm), atunci Fav = 1,3 kHz, ceea ce dă totuși o valoare extrem de inacceptabilă. Trebuie remarcat faptul că, într-un circuit real, un efect vizibil al acestui circuit asupra blocării răspunsului în frecvență de jos cu Vst relativ mic al tranzistorului T3 (mai puțin de 70-100) afectează frecvențele inferioare - de la aproximativ 500-600Hz. Dar de îndată ce creștem valoarea efectivă a Vst-ului tranzistorului T3 (introducem un emițător suplimentar la intrarea lui T3 - vezi descrierea îmbunătățirii de mai jos), acesta va apărea în toată splendoarea sa, adică blocarea la frecvență joasă cu o pantă de -6dB va fi în întregul interval până la frecvența de tăiere de 2,6 kHz. Prin urmare, pentru ca partea inferioară a răspunsului în frecvență al SPP să nu depindă de modurile de funcționare ale tranzistoarelor și de parametrii acestora, capacitatea C10 trebuie mărită de 10-20 de ori, adică. alege 47-100uF.
- condensatorul C12, care, împreună cu inductanța căștilor conectate în paralel, formează un circuit rezonant cu o frecvență de aproximativ 1,2 kHz. Dar vreau să observ imediat că, datorită rezistenței active mari a înfășurărilor, factorul de calitate al acestora din urmă este scăzut - lățimea de bandă la nivelul de -6dB este de aproximativ 400-2800Hz, deci efectul său asupra răspunsului general în frecvență este mai puțin semnificativ decât paragrafele anterioare și are caracterul de filtrare auxiliară și o ușoară corecție a răspunsului în frecvență. Deci, iubitorii de telegraf pot alege C12 = 68-82nF, astfel vom schimba rezonanța în jos la frecvențe de 800-1000Hz. Dacă semnalul este surd și pentru a îmbunătăți inteligibilitatea semnalului de vorbire, este necesar să se asigure o creștere a frecvențelor înalte, puteți lua C12 \u003d 22nF, care va ridica rezonanța până la 1,8-2 kHz. Pentru opțiunea de pornire a telefoanelor în serie, este necesar să reduceți de 4 ori valorile indicate ale condensatorului C12.

Pentru a extinde DD-ul PPP-ului nostru, este necesar să maximizăm câștigul ULF-ului său, ceea ce va permite ca niveluri de semnal mai scăzute să fie alimentate la intrarea mixerului, menținând în același timp același volum și să ofere posibilitatea de a regla rapid nivelul semnalului de intrare, și de fapt - prin împerecherea receptorului DD cu semnale DD on-air.

Ascultarea de probă a arătat că nivelul de autozgomot al PPP este foarte scăzut - zgomotul este abia audibil. Și asta înseamnă că avem posibilitatea de a crește câștigul general al ULF de cel puțin mai multe ori - la un astfel de nivel atunci când zgomotul inerent al SPP-ului auzit în telefoane nu atinge pragul de disconfort - atunci când lucrăm cu telefoane, potrivit autorul, acest nivel este de aproximativ 15-20mV. Analiza teoretică arată că câștigul de tensiune al circuitului nostru ULF (două trepte cu OE cu conexiune galvanică între ele) în prima aproximare Kus = (Vst3 * Rtelef * Ik2) / 0,026, adică depinde în principal doar de curentul colectorului prima etapă, coeficient static amplificarea curentului tranzistorului T3 din a doua etapă și rezistența telefoanelor (și, oricât de ciudat ar părea, practic nu depinde de Vst-ul tranzistorului T2 al etajului de intrare). Dintre aceste trei componente ale formulei, două sunt stabilite destul de rigid. Ik2 \u003d 0,5-0,9 mA este determinat de condiția de obținere a zgomotului minim din prima etapă, Rtel - de asemenea, nu poate fi schimbat (se presupune că telefoanele sunt deja conectate prin capsule în serie).

Singura opțiune rămasă este creșterea Vst. Dar cum? Autorul, cu mare dificultate, trecând printr-o duzină bună de MP-NIS (care au de obicei Vst = 30-50), a găsit un MP41A cu Vst = 110 (se poate spune exclusiv), dar avem nevoie de unul și mai mare, fiecare 5-7, Vst?

Tensiunea de ieșire a GPA este acum ajustată prin selectarea rezistorului R9, care este înlocuit în mod convenabil cu un trimmer de 3,3-4,7 kOhm pentru timpul de reglare. După setarea tensiunii optime GPA, măsurăm valoarea rezistenței rezultată și setăm o constantă a celei mai apropiate valori nominale.

După efectuarea ajustărilor de mai sus ale schemei, sunetul PPP a dobândit o nuanță naturală, naturală și a devenit mai confortabil să ascultați emisiunea.

Măsurătorile instrumentale efectuate ulterior au arătat că sensibilitatea (la s/w = 10dB) este de aproximativ 1,5-1,6 μV, adică nivelul redus de zgomot este de aproximativ 0,5-0,55 μV. Nivelul total de zgomot la ieșirea PPP este de 12,5-13 mV. Total Kus peste 20 de mii. Nivelul semnalului este de 30% AM la o detonare de 50 kHz, creând interferențe (datorită detectării directe AM) la un nivel de zgomot de ordinul 10-11 mV, adică receptorul nostru DD2 nu s-a dovedit a fi mai rău de 86 dB - un rezultat excelent, la nivelul potentialelor capacitati ale mixerului la VPD ! Pentru comparație, SPP-ul acum popular bazat pe 174XA2 are un DD2 de doar 45-50dB.

Concluzie. După cum puteți vedea, nu, sa dovedit a fi atât de simplu, acest simplu PPP. Dar tehnica PPP este foarte democratică (de aceea este glorioasă) și permite mijloace simple, literalmente improvizate, de a fabrica și regla acasă, chiar și pentru radioamatorii începători, modele foarte decente din punct de vedere al parametrilor. Și, sincer, de multă vreme nu am primit atâta plăcere și satisfacție creativă ca în cele patru zile în care m-am angajat cu înființarea și greblarea „greblei” acestui PPP. Pentru a fi corect, trebuie remarcat că în proiectele PPP similare ulterioare (pe trei tranzistoare) de la RA3AAE, de exemplu, în ultimul [6], nu există astfel de probleme, ei bine, cu excepția poate la Vst mare (care este foarte probabil pentru KT3102), sarcina filtrului trece-jos este mare, deoarece dacă sunetul PPP se va dovedi a „sune” - cum este tratat, sper că acum știți.