tl494-ի կիրառումը լարման փոխարկիչներում: Վերահսկիչ չիպ TL494

Նկարագրություն

• PWM կառավարման գործառույթների ամբողջ շարք
• Յուրաքանչյուր ելքի ելքային խորտակման կամ խորտակման հոսանքը 200 մԱ է
• Կարող է շահագործվել հրում-քաշման կամ մեկ հարվածի ռեժիմում
• Ներկառուցված կրկնակի զարկերակային զսպման միացում
• Կարգավորման լայն շրջանակ
• Ելքային հղման լարումը 5V +-05%
• Հեշտ է կազմակերպել համաժամացումը

Ներքին համարժեք՝ 1114EU3/4:

TL493/4/5 միկրոսխեմաները, որոնք հատուկ ստեղծված են երկրորդային էներգիայի աղբյուրների (SPS) կառուցման համար, մշակողին ապահովում են ընդլայնված հնարավորություններ SPS կառավարման սխեմաների նախագծման ժամանակ: TL493/4/5-ը ներառում է սխալի ուժեղացուցիչ, ներկառուցված փոփոխական տատանիչ, մեռած ժամանակի համեմատիչ, հսկիչ ձգան, 5 Վ ճշգրիտ իոնիզատոր և ելքային փուլի կառավարման միացում: Սխալների ուժեղացուցիչը արտադրում է սովորական ռեժիմի լարում –0,3...(Vcc-2) V-ի միջակայքում: Մահացած ժամանակի համեմատիչն ունի հաստատուն օֆսեթ, որը սահմանափակում է մեռած ժամանակի նվազագույն տեւողությունը մոտ 5%:

Հնարավոր է համաժամանակացնել ներկառուցված գեներատորը, միացնելով ելքը Ռհղման լարման ելքին և մուտքային թեքահարթակի լարման կիրառումը քորոցին ՀԵՏ, որն օգտագործվում է մի քանի IVP սխեմաների համաժամանակյա աշխատանքի համար։ Անկախ ելքային դրայվերները տրանզիստորների վրա ապահովում են ելքային փուլը գործարկելու հնարավորություն՝ օգտագործելով ընդհանուր թողարկիչ սխեման կամ էմիտերի հետևորդ միացում: TL493/4/5 միկրոսխեմաների ելքային փուլը գործում է մեկ ցիկլով կամ հրում-քաշման ռեժիմում՝ հատուկ մուտքագրման միջոցով ռեժիմ ընտրելու ունակությամբ: Ներկառուցված սխեման վերահսկում է յուրաքանչյուր ելք և արգելում է կրկնակի իմպուլսի թողարկումը հրում-քաշման ռեժիմում: Վերջածանցով սարքեր Լ, երաշխավորում է նորմալ աշխատանքը –5…85С ջերմաստիճանի միջակայքում, C վերջածանցով երաշխավորում է նորմալ աշխատանքը 0…70С ջերմաստիճանի միջակայքում:

TL494-ի բլոկային դիագրամ

Փին տեղադրություն

Պարամետրերի սահմանները

Մատակարարման լարումը 41 Վ

Ուժեղացուցիչի մուտքային լարումը (Vcc+0.3)V

Կոլեկտորի ելքային լարումը 41 Վ

Կոլեկտորի ելքային հոսանք 250 մԱ

Էլեկտրաէներգիայի ընդհանուր սպառումը շարունակական ռեժիմում 1W

Գործող ջերմաստիճանի միջակայք միջավայրը:

L -25..85С վերջածանցով

С..0..70С վերջածանցով

Պահպանման ջերմաստիճանի միջակայքը -65…+150С

Աշխատանքի նկարագրություն

TL494 չիպը PWM կարգավորիչ է անջատիչ էլեկտրամատակարարման համար, որն աշխատում է ֆիքսված հաճախականությամբ և ներառում է դրա համար անհրաժեշտ բոլոր բլոկները: Ներկառուցված սղոցային լարման գեներատորը հաճախականությունը սահմանելու համար պահանջում է միայն երկու արտաքին բաղադրիչ R և C: Գեներատորի հաճախականությունը որոշվում է բանաձևով. F osc =1.1/R*C:

Ելքային իմպուլսի լայնության մոդուլյացիան ձեռք է բերվում կոնդենսատորի վրա ստացված դրական սղոցի լարման համեմատությամբ ՀԵՏ, երկու հսկիչ ազդանշաններով (տես ժամանակի սխեման): NOR դարպասները քշում են ելքային տրանզիստորները Q1Եվ Q2միայն այն դեպքում, երբ ներկառուցված ձգանման ժամացույցի գիծը միացված է ՑԱԾՐտրամաբանական վիճակ. Դա տեղի է ունենում միայն այն ժամանակ, երբ թեքահարթակի լարման ամպլիտուդան ավելի բարձր է, քան հսկիչ ազդանշանների ամպլիտուդը: Հետևաբար, հսկիչ ազդանշանների ամպլիտուդի մեծացումը առաջացնում է ելքային իմպուլսների լայնության համապատասխան գծային նվազում։ Վերահսկիչ ազդանշանները վերաբերում են մեռած ժամանակի ճշգրտման սխեմայի (փին 4), սխալի ուժեղացուցիչներին (1, 2, 15, 16 կապում) և հետադարձ կապի սխեմայի (փին 3) արտադրած լարմանը:

Մահացած ժամանակի համեմատիչի մուտքն ունի 120 մՎ օֆսեթ, որը սահմանափակում է ելքային նվազագույն մեռած ժամանակը մինչև թեքահարթակի լարման ցիկլի տևողության առաջին 4%-ը: Սա հանգեցնում է առավելագույն աշխատանքային ցիկլի 96% -ի, երբ 13-ը հիմնավորված է, և 48%, երբ 13-ը հղում է կատարում:

Դուք կարող եք մեծացնել մեռած ժամանակի տևողությունը ելքի վրա՝ կիրառելով 0..3.3 Վ-ի միջակայքում հաստատուն լարման մեռած ժամանակի ճշգրտման մուտքագրում (փին 4): PWM համեմատիչը կարգավորում է ելքային իմպուլսների լայնությունը մեռած ժամանակի ճշգրտման մուտքի ներուժով որոշված ​​առավելագույն արժեքից մինչև զրոյի, երբ հետադարձ լարումը փոխվում է 0,5-ից մինչև 3,5 Վ: Երկու սխալի ուժեղացուցիչներն ունեն ընդհանուր ռեժիմի մուտքային միջակայք -0,3-ից մինչև (Vcc-2,0)V և կարող են օգտագործվել լարման կամ հոսանքի արժեքները կարդալու համար էլեկտրամատակարարման ելքից: Սխալների ուժեղացուցիչների ելքերը ունեն ակտիվ ԲԱՐՁՐլարման մակարդակը և համակցված ըստ ֆունկցիայի ԿԱՄ PWM համեմատիչի ոչ շրջվող մուտքի վրա: Այս կոնֆիգուրացիայի մեջ ուժեղացուցիչը, որը նվազագույն ժամանակ է պահանջում ելքը միացնելու համար, գերակշռում է կառավարման օղակում: Կոնդենսատորի լիցքաթափման ժամանակ ՀԵՏՄահացած ժամանակի ճշգրտման համեմատիչի ելքում առաջանում է դրական իմպուլս, որը ժամացույց է անում ձգանին և արգելափակում ելքային տրանզիստորները Q1Եվ Q2. Եթե ​​գործառնական ռեժիմի ընտրության մուտքի վրա հղման լարում է կիրառվում (փին 13), ապա ձգանն ուղղակիորեն վերահսկում է երկու ելքային տրանզիստորները հակաֆազում (հրում-քաշման ռեժիմ), և ելքային հաճախականությունը հավասար է գեներատորի հաճախականության կեսին: Ելքային վարորդը կարող է նաև աշխատել միակողմանի ռեժիմով, որտեղ երկու տրանզիստորներն էլ միանում և անջատվում են միաժամանակ, և երբ պահանջվում է 50%-ից պակաս աշխատանքային ցիկլ: Այս ռեժիմը խորհուրդ է տրվում օգտագործել, երբ տրանսֆորմատորն ունի օղակաձև ոլորուն՝ սեղմող դիոդով, որն օգտագործվում է անցողիկները ճնշելու համար: Եթե ​​միակողմանի ռեժիմում պահանջվում է բարձր հոսանքներ, ելքային տրանզիստորները կարող են աշխատել զուգահեռ: Դա անելու համար դուք պետք է կարճացնեք OTS-ի գործառնական ռեժիմի ընտրության մուտքը գետնին, որն արգելափակում է ելքային ազդանշանը ձգանից: Ելքային հաճախականությունը այս դեպքում հավասար կլինի գեներատորի հաճախականությանը:

TL494-ն ունի ներկառուցված 5V հղում, որը կարող է ապահովել մինչև 10 մԱ հոսանք՝ արտաքին սխեմայի բաղադրիչներին կողմնակալության համար: Հղման լարումը թույլ է տալիս 5% սխալ 0-ից 70C աշխատանքային ջերմաստիճանի միջակայքում:

(ոչ թե TDA1555, այլ ավելի լուրջ միկրոսխեմաներ) պահանջում են էլեկտրամատակարարում երկբևեռ սնուցմամբ: Եվ այստեղ դժվարությունն առաջանում է ոչ թե բուն UMZCH-ում, այլ այն սարքում, որը կբարձրացնի լարումը մինչև պահանջվող մակարդակը՝ լավ հոսանք փոխանցելով բեռին: Այս փոխարկիչը տնական մեքենայի ուժեղացուցիչի ամենածանր մասն է: Այնուամենայնիվ, եթե հետևեք բոլոր առաջարկություններին, դուք կկարողանաք հավաքել ապացուցված PN օգտագործելով այս սխեման, որի դիագրամը տրված է ստորև: Այն մեծացնելու համար սեղմեք դրա վրա։

Փոխարկիչի հիմքը զարկերակային գեներատորն է, որը կառուցված է մասնագիտացված տարածված միկրոսխեմայի վրա: Արտադրության հաճախականությունը սահմանվում է ռեզիստորի R3 արժեքով: Դուք կարող եք փոխել այն լավագույն կայունության և արդյունավետության հասնելու համար: Եկեք ավելի սերտ նայենք TL494 կառավարման չիպի դիզայնին:

TL494 չիպի պարամետրերը

Upp.chip (pin 12) - Upp.min=9V; Upit.max=40V
Թույլատրելի լարումը մուտքային DA1, DA2 ոչ ավելի, քան Upit/2
Ելքային տրանզիստորների ընդունելի պարամետրերը Q1, Q2.
Uus 1.3V-ից պակաս;
Uke 40V-ից պակաս;
Ik.max 250 մԱ-ից պակաս
Ելքային տրանզիստորների մնացորդային կոլեկտոր-էմիտեր լարումը 1,3 Վ-ից ոչ ավելի է:
Ես սպառել եմ միկրոսխեման - 10-12 մԱ
Թույլատրելի էներգիայի սպառում.
0.8W շրջակա միջավայրի +25C ջերմաստիճանում;
0.3W շրջակա միջավայրի +70C ջերմաստիճանում:
Ներկառուցված հղման տատանիչի հաճախականությունը 100 կՀց-ից ոչ ավելի է:

• sawtooth լարման գեներատոր DA6; հաճախականությունը որոշվում է դիմադրության և կոնդենսատորի արժեքներով, որոնք միացված են 5-րդ և 6-րդ կապին.
• կայունացված հղման լարման աղբյուր DA5 արտաքին ելքով (փին 14);
• լարման սխալի ուժեղացուցիչ DA3;
• DA4 ընթացիկ սահմանային ազդանշանի սխալի ուժեղացուցիչ;
• երկու ելքային տրանզիստոր VT1 և VT2 բաց կոլեկտորներով և արտանետիչներով;
• մեռյալ գոտու համեմատիչ DA1;
• համեմատիչ PWM DA2;
• դինամիկ հրում-քաշեք D-ձգան հաճախականության բաժանման ռեժիմում 2 - DD2;
• օժանդակ տրամաբանական տարրեր DD1 (2-OR), DD3 (2ND), DD4 (2ND), DD5 (2-OR-NOT), DD6 (2-OR-NOT), DD7 (NOT);
• հաստատուն լարման աղբյուր՝ գնահատված 0.1B DA7;
• DC աղբյուր 0,7 մԱ DA8 անվանական արժեքով:

Կառավարման սխեման կսկսվի, եթե 12-րդ պտուտակի վրա կիրառվի որևէ մատակարարման լարում, որի մակարդակը +7-ից +40 Վ-ի միջակայքում է:

IRFZ44N դաշտային տրանզիստորները ճոճում են բեռը (ուժային տրանսֆորմատոր): Ինդուկտոր L1-ը պտտվում է համակարգչային սնուցման աղբյուրից 2 սմ տրամագծով ֆերիտե օղակի վրա: Այն պարունակում է 1 մմ տրամագծով կրկնակի մետաղալարերի 10 պտույտ, որոնք բաշխված են ամբողջ օղակով: Եթե ​​օղակ չունեք, կարող եք այն փաթաթել 8 մմ տրամագծով և մի քանի սանտիմետր երկարությամբ ֆերիտե ձողի վրա (կրիտիկական չէ): Տախտակի գծագրություն Lay ֆորմատով - ներբեռնել in .

Մենք ձեզ զգուշացնում ենքՓոխարկիչի ռոբոտային կարողությունը մեծապես կախված է տրանսֆորմատորի ճիշտ արտադրությունից: Այն փաթաթված է 40*25*11 մմ չափսերով 2000ՆՄ ֆերիտե օղակի վրա։ Նախ պետք է ֆայլով կլորացնել բոլոր եզրերը և փաթաթել կտավատի ժապավենով։ Առաջնային ոլորուն փաթաթվում է կապոցով, որը բաղկացած է 0,7 մմ հաստությամբ 5 միջուկից և պարունակում է 2 * 6 պտույտ, այսինքն՝ 12։ Այն փաթաթվում է այսպես՝ վերցնում ենք մեկ միջուկը և ոլորում ենք օղակի շուրջը հավասարաչափ բաշխված 6 պտույտներով։ այնուհետև հաջորդը փաթաթում ենք առաջինին մոտ և այդպես շարունակ 5 միջուկ Լարերը ոլորված են տերմինալներում: Այնուհետև օղակի անլար հատվածի վրա մենք սկսում ենք նույն կերպ փաթաթել առաջնային ոլորուն երկրորդ կեսը: Մենք ստանում ենք երկու հավասար ոլորուն: Սրանից հետո օղակը փաթաթում ենք էլեկտրական ժապավենով և երկրորդական ոլորուն փաթաթում ենք 1,5 մմ մետաղալարով 2*18 պտույտով այնպես, ինչպես առաջնայինը։ Ապահովելու համար, որ առաջին գործարկման ժամանակ ոչինչ չի այրվի, դուք պետք է միացնեք տրանսֆորմատորի առաջնայինը 40-60 Վտ լամպի միջոցով յուրաքանչյուր թևի 100 Օմ դիմադրության միջոցով, և ամեն ինչ կհնչի նույնիսկ պատահական սխալներով: Փոքր հավելում․ ֆիլտրի բլոկի միացումում կա մի փոքր թերություն, c19 r22 մասերը պետք է փոխարինվեն, քանի որ փուլը պտտվելիս օսցիլոսկոպի վրա հայտնվում է ազդանշանի ամպլիտուդի թուլացում։ Ընդհանուր առմամբ, այս բարձրացող լարման փոխարկիչը կարող է ապահով կերպով առաջարկվել կրկնելու համար, քանի որ այն արդեն հաջողությամբ հավաքվել է բազմաթիվ ռադիոսիրողների կողմից:

Նիկոլայ Պետրուշով

TL494, սա ի՞նչ «գազան» է։

TL494 (Texas Instruments) հավանաբար ամենատարածված PWM կարգավորիչն է, որի հիման վրա ստեղծվել են համակարգչային սնուցման աղբյուրների և տարբեր կենցաղային տեխնիկայի էներգիայի մասերի մեծ մասը:
Եվ նույնիսկ հիմա այս միկրոսխեման բավականին տարածված է ռադիոսիրողների շրջանում, ովքեր կառուցում են անջատիչ սնուցման աղբյուրներ: Այս միկրոսխեմայի ներքին անալոգը M1114EU4 (KR1114EU4) է: Բացի այդ, տարբեր արտասահմանյան ընկերություններ արտադրում են այս միկրոսխեման տարբեր անվանումներով։ Օրինակ IR3M02 (Sharp), KA7500 (Samsung), MB3759 (Fujitsu): Դա նույն չիպն է:
Նրա տարիքը շատ ավելի երիտասարդ է, քան TL431-ը: Այն սկսեց արտադրվել Texas Instruments-ի կողմից ինչ-որ տեղ 90-ականների վերջին - 2000-ականների սկզբին:
Փորձենք միասին պարզել, թե ինչ է նա և ինչ «գազան» է սա: Մենք կդիտարկենք TL494 չիպը (Texas Instruments):

Այսպիսով, նախ տեսնենք, թե ինչ կա ներսում:

Բաղադրյալ.

Այն պարունակում է.
- սղոցային լարման գեներատոր (SPG);
- մեռած ժամանակի ճշգրտման համեմատիչ (DA1);
- PWM ճշգրտման համեմատիչ (DA2);
- սխալի ուժեղացուցիչ 1 (DA3), որն օգտագործվում է հիմնականում լարման համար.
- սխալի ուժեղացուցիչ 2 (DA4), որն օգտագործվում է հիմնականում ընթացիկ սահմանային ազդանշանի համար.
- կայուն հղման լարման աղբյուր (VS) 5 Վ լարման վրա՝ արտաքին կապում 14;
- ելքային փուլի շահագործման հսկիչ միացում:

Այնուհետև, իհարկե, մենք կդիտարկենք դրա բոլոր բաղադրիչները և կփորձենք պարզել, թե ինչու է այս ամենը անհրաժեշտ և ինչպես է այն աշխատում, բայց նախ պետք է տալ դրա գործառնական պարամետրերը (բնութագրերը):

Ընտրանքներ	Min.	Մաքս.	Միավոր Փոփոխություն
V CC Մատակարարման լարումը	7	40	IN
V I Ուժեղացուցիչի մուտքային լարումը	-0,3	V CC - 2	IN
V O Կոլեկտորի լարումը		40	IN
Կոլեկտորի հոսանք (յուրաքանչյուր տրանզիստոր)		200	մԱ
Հետադարձ հոսանք		0,3	մԱ
f OSC Oscillator հաճախականությունը	1	300	կՀց
C T Գեներատորի հզորություն	0,47	10000	nF
R T Գեներատորի դիմադրության դիմադրություն	1,8	500	կՕհմ
T A Աշխատանքային ջերմաստիճանը TL494C TL494I	0	70	°C
	-40	85	°C

Դրա սահմանափակող բնութագրերը հետևյալն են.

Մատակարարման լարումը ..................................................... .....41 Վ

Ուժեղացուցիչի մուտքային լարումը...................................(Vcc+0.3)V

Կոլեկտորի ելքային լարումը................................41 Վ

Կոլեկցիոների ելքային հոսանքը ..................................................... ....250 մԱ

Էլեկտրաէներգիայի ընդհանուր սպառումը շարունակական ռեժիմում....1Վտ

Միկրոշրջանային կապիչների գտնվելու վայրը և նպատակը:

Եզրակացություն 1

Սա սխալի ուժեղացուցիչ 1-ի ոչ շրջվող (դրական) մուտքն է:
Եթե ​​դրա վրա մուտքային լարումը ավելի ցածր է, քան 2-րդ պտուտակի լարումը, ապա այս ուժեղացուցիչի ելքում սխալ չի լինի, չի լինի լարում (ելքը կունենա ցածր մակարդակ) և դա որևէ ազդեցություն չի ունենա: ելքային իմպուլսների լայնությունը (հերթական գործակիցը):
Եթե ​​այս փինում լարումը ավելի բարձր է, քան 2-րդ, ապա լարումը կհայտնվի այս ուժեղացուցիչ 1-ի ելքում (ուժեղացուցիչ 1-ի ելքը կունենա բարձր մակարդակ) և ելքային իմպուլսների լայնությունը (հերթական գործակիցը) կնվազի այնքան ավելի, այնքան բարձր կլինի այս ուժեղացուցիչի ելքային լարումը (առավելագույնը 3,3 վոլտ):

Եզրակացություն 2

Սա սխալի ազդանշանի ուժեղացուցիչ 1-ի հակադարձ (բացասական) մուտքն է:
Եթե ​​այս փինում մուտքային լարումը ավելի բարձր է, քան 1-ին, ապա ուժեղացուցիչի ելքում լարման սխալ չի լինի (ելքը ցածր կլինի) և դա որևէ ազդեցություն չի ունենա ելքի լայնության (աշխատանքի գործակից) վրա։ իմպուլսներ.
Եթե ​​այս փինում լարումը ավելի ցածր է, քան 1-ին, ուժեղացուցիչի ելքը բարձր կլինի:

Սխալների ուժեղացուցիչը սովորական օպերատիվ ուժեղացուցիչ է` մշտական ​​\u200b\u200bլարման ժամանակ = 70..95 դԲ կարգի շահույթով (Ku = 1 350 կՀց հաճախականությամբ): Op-amp մուտքային լարման միջակայքը տարածվում է -0.3V-ից մինչև մատակարարման լարման մինուս 2V: Այսինքն, առավելագույն մուտքային լարումը պետք է լինի առնվազն երկու վոլտ ցածր, քան մատակարարման լարումը:

Եզրակացություն 3

Սրանք 1-ին և 2-րդ սխալ ուժեղացուցիչների ելքերն են, որոնք միացված են այս փին դիոդների միջոցով (OR միացում): Եթե ​​ցանկացած ուժեղացուցիչի ելքի վրա լարումը փոխվում է ցածրից բարձր, ապա 3-րդ կետում այն ​​նույնպես բարձրանում է:
Եթե ​​այս քորոցում լարումը գերազանցում է 3,3 Վ-ը, ապա միկրոսխեմայի ելքի իմպուլսները անհետանում են (զրոյական աշխատանքային ցիկլ):
Եթե ​​այս փինում լարումը մոտ է 0 Վ-ին, ապա ելքային իմպուլսների տեւողությունը (հերթական գործակիցը) կլինի առավելագույնը:

Փին 3-ը սովորաբար օգտագործվում է ուժեղացուցիչներին հետադարձ կապ ապահովելու համար, բայց անհրաժեշտության դեպքում, 3-ը կարող է օգտագործվել նաև որպես մուտքագրում՝ զարկերակային լայնության փոփոխություններ ապահովելու համար:
Եթե ​​դրա վրա լարումը բարձր է (> ~ 3,5 Վ), ապա MS ելքի վրա իմպուլսներ չեն լինի: Էլեկտրամատակարարումը ոչ մի դեպքում չի սկսվի։

Եզրակացություն 4

Այն վերահսկում է «մեռած» ժամանակի տատանումների շրջանակը (անգլերեն Dead-Time Control), սկզբունքորեն դա նույն աշխատանքային ցիկլն է:
Եթե ​​դրա վրա լարումը մոտ է 0 Վ-ին, ապա միկրոսխեմայի ելքը կունենա և՛ նվազագույն հնարավոր, և՛ առավելագույն լայնության իմպուլսները, որոնք համապատասխանաբար կարող են սահմանվել այլ մուտքային ազդանշաններով (սխալների ուժեղացուցիչներ, փին 3):
Եթե ​​այս քորոցում լարումը մոտ 1,5 Վ է, ապա ելքային իմպուլսների լայնությունը կկազմի դրանց առավելագույն լայնության 50%-ը:
Եթե ​​այս փինում լարումը գերազանցում է 3,3 Վ-ը, ապա MS ելքում իմպուլսներ չեն լինի: Էլեկտրամատակարարումը ոչ մի դեպքում չի սկսվի։
Բայց չպետք է մոռանալ, որ քանի որ «մեռած» ժամանակը մեծանում է, PWM ճշգրտման միջակայքը կնվազի:

Փոփոխելով լարումը 4-րդ կետում, կարող եք սահմանել «մեռած» ժամանակի ֆիքսված լայնություն (R-R բաժանարար), սնուցման մեջ կիրառել փափուկ մեկնարկի ռեժիմ ( R-C շղթա), ապահովել MS-ի (բանալին) հեռակառավարման անջատում, և դուք կարող եք նաև օգտագործել այս ելքը որպես գծային կառավարման մուտք:

Եկեք նայենք (չգիտողների համար), թե ինչ է «մեռած» ժամանակը և ինչի համար է այն անհրաժեշտ։
Երբ գործում է հրումով սնուցման միացում, իմպուլսները հերթափոխով մատակարարվում են միկրոսխեմայի ելքերից մինչև ելքային տրանզիստորների հիմքերը (դարպասները): Քանի որ ցանկացած տրանզիստոր իներցիոն տարր է, այն չի կարող ակնթարթորեն փակվել (բացվել), երբ ազդանշանը հանվում (մատակարարվում է) ելքային տրանզիստորի բազայից (դարպասից): Եվ եթե իմպուլսները կիրառվեն ելքային տրանզիստորների վրա առանց «մեռած» ժամանակի (այսինքն, մեկից զարկերակ է հանվում և անմիջապես կիրառվում երկրորդի վրա), կարող է գալ մի պահ, երբ մի տրանզիստորը ժամանակ չունենա փակվելու, բայց երկրորդը ունի. արդեն բացվել է։ Այնուհետև ամբողջ հոսանքը (կոչվում է հոսանքի միջով) կհոսի երկու բաց տրանզիստորների միջով՝ շրջանցելով բեռը (տրանսֆորմատորի ոլորուն), և քանի որ այն ոչնչով չի սահմանափակվի, ելքային տրանզիստորները ակնթարթորեն կխափանվեն:
Որպեսզի դա տեղի չունենա, անհրաժեշտ է, որ մի զարկերակի ավարտից հետո և մինչև հաջորդի մեկնարկը, անցնի որոշակի ժամանակ, որը բավարար է ելքային տրանզիստորի հուսալի փակման համար, որի մուտքից հեռացվել է կառավարման ազդանշանը:
Այս ժամանակը կոչվում է «մեռած» ժամանակ:

Այո, եթե նայենք միկրոսխեմայի կազմով նկարին, ապա կտեսնենք, որ 4-րդ պտուտակը միացված է մեռած ժամանակի ճշգրտման համեմատիչի (DA1) մուտքին 0,1-0,12 Վ լարման աղբյուրի միջոցով: Ինչի՞ համար է դա արվում:
Դա արվում է հենց այնպես, որպեսզի ապահովվի, որ ելքային իմպուլսների առավելագույն լայնությունը (հերթական գործակիցը) երբեք հավասար չէ 100%-ի՝ ապահովելու ելքային (ելքային) տրանզիստորների անվտանգ աշխատանքը:
Այսինքն, եթե դուք «միացնեք» 4-րդ փին ընդհանուր մետաղալարին, ապա DA1 համեմատիչի մուտքում դեռ զրոյական լարում չի լինի, բայց կլինի հենց այս արժեքի լարումը (0,1-0,12 Վ) և իմպուլսներ: սղոցային լարման գեներատորից (RPG) կհայտնվի միկրոսխեմայի ելքի վրա միայն այն դեպքում, երբ դրանց ամպլիտուդը 5-րդ քորոցում գերազանցի այս լարումը: Այսինքն, միկրոսխեման ունի ելքային իմպուլսների աշխատանքային ցիկլի ֆիքսված առավելագույն շեմ, որը չի գերազանցի 95-96%-ը ելքային փուլի մեկ ցիկլային ռեժիմի համար, և 47,5-48%՝ հրում-քաշման համար: ելքային փուլի շահագործման եղանակը.

Եզրակացություն 5

Սա GPG ելքն է, այն նախատեսված է Ct ժամանակային կոնդենսատորը միացնելու համար, որի երկրորդ ծայրը միացված է ընդհանուր մետաղալարին: Դրա հզորությունը սովորաբար ընտրվում է 0,01 µF-ից մինչև 0,1 µF՝ կախված PWM կարգավորիչի GPG իմպուլսների ելքային հաճախականությունից: Որպես կանոն, այստեղ օգտագործվում են բարձրորակ կոնդենսատորներ:
GPG-ի ելքային հաճախականությունը կարելի է կառավարել այս փինով: Գեներատորի ելքային լարման ճոճանակը (ելքային իմպուլսների ամպլիտուդը) ինչ-որ տեղ մոտ 3 վոլտ է:

Եզրակացություն 6

Սա նաև GPN-ի ելքն է, որը նախատեսված է դրան միացնելու ժամանակ կարգավորող ռեզիստոր Rt, որի երկրորդ ծայրը միացված է ընդհանուր մետաղալարին:
Rt-ի և Ct-ի արժեքները որոշում են գազի պոմպի ելքային հաճախականությունը և հաշվարկվում են մեկ ցիկլի աշխատանքային ռեժիմի բանաձևով.

Push-pull աշխատանքային ռեժիմի համար բանաձևը հետևյալն է.

Այլ ընկերությունների PWM կարգավորիչների համար հաճախականությունը հաշվարկվում է նույն բանաձևով, բացառությամբ, որ թիվ 1-ը պետք է փոխվի 1.1-ի:

Եզրակացություն 7

Այն միանում է PWM կարգավորիչի սարքի միացման ընդհանուր լարին:

Եզրակացություն 8

Միկրոշրջանը պարունակում է ելքային փուլ երկու ելքային տրանզիստորներով, որոնք նրա ելքային անջատիչներն են: Այս տրանզիստորների կոլեկտորների և արտանետիչների տերմինալներն անվճար են, և, հետևաբար, կախված կարիքից, այդ տրանզիստորները կարող են ներառվել շղթայում և՛ ընդհանուր թողարկիչի, և՛ ընդհանուր կոլեկտորի հետ աշխատելու համար:
Կախված 13-րդ պտուտակի լարումից, այս ելքային փուլը կարող է գործել կամ հրում-քաշման կամ մեկ ցիկլի ռեժիմում: Միակողմանի աշխատանքային ռեժիմում այս տրանզիստորները կարող են զուգահեռաբար միացնել բեռնվածքի հոսանքը մեծացնելու համար, ինչը սովորաբար արվում է:
Այսպիսով, պին 8-ը տրանզիստորի 1-ի կոլեկտորային փինն է:

Եզրակացություն 9

Սա տրանզիստորի 1-ի արտանետիչ քորոցն է:

Եզրակացություն 10

Սա տրանզիստոր 2-ի արտանետիչ քորոցն է:

Եզրակացություն 11

Սա տրանզիստոր 2-ի կոլեկտորն է:

Եզրակացություն 12

TL494CN սնուցման «պլյուսը» միացված է այս փինին:

Եզրակացություն 13

Սա ելք է ելքային փուլի գործառնական ռեժիմի ընտրության համար: Եթե ​​այս քորոցը միացված է ընդհանուր մետաղալարին, ապա ելքային փուլը կգործի միակողմանի ռեժիմով: Տրանզիստորի անջատիչների տերմինալների ելքային ազդանշանները նույնը կլինեն:
Եթե ​​այս պինդին կիրառեք +5 Վ լարում (միացրեք 13 և 14 կապերը), ապա ելքային անջատիչները կաշխատեն հրում-քաշման ռեժիմում: Տրանզիստորային անջատիչների տերմինալների ելքային ազդանշանները դուրս կգան փուլից, իսկ ելքային իմպուլսների հաճախականությունը կկազմի կեսը:

Եզրակացություն 14

Սա ախոռի ելքն է ԵՎցամաքեցնել ՄԱՍԻՆպոռնո Նլարում (ION), +5 Վ ելքային լարմամբ և մինչև 10 մԱ ելքային հոսանքով, որը կարող է օգտագործվել որպես սխալի ուժեղացուցիչների համեմատության հղում և այլ նպատակներով։

Եզրակացություն 15

Այն աշխատում է ճիշտ այնպես, ինչպես քորոց 2-ը: Եթե սխալի երկրորդ ուժեղացուցիչը չի օգտագործվում, ապա 15-րդ փին պարզապես միացված է 14-րդ կապին (հղման լարումը +5 Վ):

Եզրակացություն 16

Այն աշխատում է նույն կերպ, ինչ կապում 1. Եթե սխալի երկրորդ ուժեղացուցիչը չի օգտագործվում, այն սովորաբար միացված է ընդհանուր մետաղալարին (փին 7):
Եթե ​​15-րդ կապը միացված է +5V-ին, և 16-ը միացված է գետնին, երկրորդ ուժեղացուցիչից ելքային լարում չկա, ուստի այն չի ազդում չիպի աշխատանքի վրա:

Միկրոշրջանի շահագործման սկզբունքը.

Այսպիսով, ինչպես է աշխատում TL494 PWM կարգավորիչը:
Վերևում մենք մանրամասն ուսումնասիրեցինք այս միկրոսխեմայի քորոցների նպատակը և ինչ գործառույթ են նրանք կատարում:
Եթե ​​այս ամենը մանրակրկիտ վերլուծվի, ապա այս ամենից պարզ է դառնում, թե ինչպես է աշխատում այս միկրոսխեման։ Բայց ես ևս մեկ անգամ շատ հակիրճ նկարագրեմ դրա գործունեության սկզբունքը։

Երբ միկրոսխեման սովորաբար միացված է և էլեկտրաէներգիան մատակարարվում է դրան (մինուս 7-ին, գումարած 12-րդ պինին), GPG-ն սկսում է արտադրել սղոցային իմպուլսներ մոտ 3 վոլտ ամպլիտուդով, որոնց հաճախականությունը կախված է C-ից և R-ից: միացված է միկրոսխեմայի 5-րդ և 6-րդ կապանքներին:
Եթե ​​հսկիչ ազդանշանների արժեքը (3 և 4 կապում) 3 վոլտից պակաս է, ապա միկրոշրջանի ելքային անջատիչների մոտ հայտնվում են ուղղանկյուն իմպուլսներ, որոնց լայնությունը (հերթական գործակիցը) կախված է կապում հսկիչ ազդանշանների արժեքից: 3 և 4.
Այսինքն, միկրոսխեման համեմատում է Ct (C1) կոնդենսատորի դրական սղոցի լարումը երկու հսկիչ ազդանշաններից որևէ մեկի հետ:
VT1 և VT2 ելքային տրանզիստորները կառավարելու տրամաբանական սխեմաները դրանք բացում են միայն այն դեպքում, երբ սղոցների լարման լարումը ավելի բարձր է, քան հսկիչ ազդանշանները: Եվ որքան մեծ է այս տարբերությունը, այնքան ավելի լայն է ելքային զարկերակը (այնքան մեծ է աշխատանքային ցիկլը):
Հսկիչ լարումը 3-րդ քորոցում իր հերթին կախված է օպերացիոն ուժեղացուցիչների (սխալ ուժեղացուցիչների) մուտքերի ազդանշաններից, որոնք, իր հերթին, կարող են վերահսկել սնուցման ելքային լարումը և ելքային հոսանքը:

Այսպիսով, ցանկացած հսկիչ ազդանշանի արժեքի աճը կամ նվազումը առաջացնում է միկրոսխեմայի ելքերում լարման իմպուլսների լայնության համապատասխան գծային նվազում կամ աճ:
Ինչպես նշվեց վերևում, որպես հսկիչ ազդանշաններ կարող են օգտագործվել 4-րդ պինից լարումը (մեռած ժամանակի հսկողություն), սխալի ուժեղացուցիչների մուտքերը կամ հետադարձ ազդանշանի մուտքագրումը անմիջապես 3-րդ կապից:

Տեսությունը, ինչպես ասում են, տեսություն է, բայց շատ ավելի լավ կլինի տեսնել և «շոշափել» այս ամենը գործնականում, ուստի եկեք հավաքենք հետևյալ սխեման հացի տախտակի վրա և մեր աչքերով տեսնենք, թե ինչպես է այդ ամենն աշխատում:

Ամենապարզը և արագ ճանապարհ- հավաքեք այդ ամենը հացի տախտակի վրա: Այո, ես տեղադրել եմ KA7500 չիպը: Միկրոշրջանի «13» պտուտակը միացված է ընդհանուր լարին, այսինքն՝ մեր ելքային անջատիչները կաշխատեն մեկ ցիկլային ռեժիմով (տրանզիստորների վրա ազդանշանները նույնը կլինեն), և ելքային իմպուլսների կրկնության հաճախականությունը կհամապատասխանի. GPG-ի սղոցային լարման հաճախականությունը:

Ես միացրի օսցիլոսկոպը հետևյալ հսկիչ կետերին.
- Առաջին ճառագայթը, որը կապում է «4»-ը, վերահսկելու մշտական ​​լարումը այս փինում: Գտնվում է էկրանի կենտրոնում զրոյական գծի վրա: Զգայունություն - 1 վոլտ մեկ բաժանման համար;
- Երկրորդ ճառագայթը սեղմում է «5»-ը՝ GPG-ի սղոցի լարումը կառավարելու համար: Այն գտնվում է նաև զրոյական գծի վրա (երկու ճառագայթները համակցված են) օքսիլոսկոպի կենտրոնում և նույն զգայունությամբ.
- Երրորդ ճառագայթը դեպի միկրոսխեմայի ելք դեպի «9» ամրացնելը, միկրոսխեմայի ելքի իմպուլսները կառավարելու համար: Ճառագայթի զգայունությունը 5 վոլտ է մեկ բաժանման համար (0,5 վոլտ, գումարած բաժանարարը 10-ով): Գտնվում է օսցիլոսկոպի էկրանի ներքևի մասում:

Մոռացա ասել, միկրոսխեմայի ելքային անջատիչները միացված են ընդհանուր կոլեկտորին։ Այլ կերպ ասած - ըստ էմիտերի հետևորդների սխեմայի: Ինչու կրկնող: Քանի որ տրանզիստորի էմիտերի ազդանշանը ճշգրտորեն կրկնում է բազային ազդանշանը, որպեսզի մենք կարողանանք հստակ տեսնել ամեն ինչ:
Եթե ​​դուք հեռացնում եք ազդանշանը տրանզիստորի կոլեկտորից, ապա այն կշրջվի (շրջված) բազային ազդանշանի նկատմամբ:
Մենք էներգիա ենք մատակարարում միկրոսխեմային և տեսնում ենք, թե ինչ ունենք տերմինալներում:

Չորրորդ ոտքի վրա մենք ունենք զրո (հարմարվողական ռեզիստորի սահիչը գտնվում է ամենացածր դիրքում), առաջին ճառագայթը գտնվում է էկրանի կենտրոնում գտնվող զրոյական գծի վրա: Սխալների ուժեղացուցիչները նույնպես չեն աշխատում:
Հինգերորդ ոտքի վրա մենք տեսնում ենք GPN-ի սղոցի լարումը (երկրորդ ճառագայթ), 3 վոլտից մի փոքր ավելի ամպլիտուդով:
Միկրոշրջանի ելքում (փին 9) մենք տեսնում ենք ուղղանկյուն իմպուլսներ մոտ 15 վոլտ ամպլիտուդով և առավելագույն լայնությամբ (96%): Էկրանի ներքևի կետերը հենց ֆիքսված աշխատանքային ցիկլի շեմն են: Որպեսզի ավելի հեշտ լինի տեսնել, եկեք միացնենք օսցիլոսկոպի ձգումը:

Դե, հիմա դուք կարող եք դա ավելի լավ տեսնել: Սա հենց այն ժամանակն է, երբ իմպուլսի ամպլիտուդը իջնում ​​է զրոյի, և ելքային տրանզիստորը փակվում է այս կարճ ժամանակով: Այս ճառագայթի զրոյական մակարդակը էկրանի ներքևում է:
Դե, եկեք ավելացնենք լարումը «4»-ին և տեսնենք, թե ինչ ենք ստանում:

«4» պտուտակի վրա ես սահմանեցի 1 վոլտ մշտական ​​լարում, օգտագործելով կտրող դիմադրություն, առաջին ճառագայթը բարձրացավ մեկ բաժանմամբ (ուղիղ գիծ օսցիլոսկոպի էկրանին): Ի՞նչ ենք մենք տեսնում։ Մահացած ժամանակը ավելացել է (աշխատանքային ցիկլը նվազել է), սա էկրանի ներքևի կետավոր գիծն է: Այսինքն, ելքային տրանզիստորը փակ է հենց իմպուլսի տևողության կեսը:
Եկեք ավելացնենք ևս մեկ վոլտ կտրող ռեզիստորով միկրոսխեմայի «4» ամրակին:

Մենք տեսնում ենք, որ առաջին ճառագայթը բարձրացել է ևս մեկ բաժանում, ելքային իմպուլսների տևողությունը էլ ավելի է կարճացել (ամբողջ իմպուլսի տևողության 1/3-ը), իսկ մեռած ժամանակը (ելքային տրանզիստորի փակման ժամանակը) աճել է։ երկու երրորդին: Այսինքն, հստակ երևում է, որ միկրոսխեմայի տրամաբանությունը համեմատում է GPG ազդանշանի մակարդակը կառավարման ազդանշանի մակարդակի հետ, և ելք է անցնում միայն այն GPG ազդանշանին, որի մակարդակը բարձր է կառավարման ազդանշանից։

Ավելի պարզ դարձնելու համար միկրոսխեմայի ելքային իմպուլսների տևողությունը (լայնությունը) նույնն է, ինչ սղոցային լարման ելքային իմպուլսների տևողությունը (լայնությունը)՝ տեղակայված հսկիչ ազդանշանի մակարդակից բարձր (օսցիլոսկոպի էկրանի ուղիղ գծի վերևում): .

Եկեք ավելի հեռու գնանք, ևս մեկ վոլտ ավելացնենք միկրոսխեմայի «4» ամրացմանը: Ի՞նչ ենք մենք տեսնում։ Միկրոշրջանի ելքում կան շատ կարճ իմպուլսներ, լայնությամբ մոտավորապես նույնն են, ինչ ուղիղ գծից վեր դուրս ցցված սղոցի լարման գագաթները: Միացնենք օսցիլոսկոպի վրա ձգվող հատվածը, որպեսզի զարկերակն ավելի լավ տեսանելի լինի։

Այստեղ մենք տեսնում ենք կարճ իմպուլս, որի ընթացքում ելքային տրանզիստորը բաց կլինի, իսկ մնացած ժամանակը (էկրանի ստորին գիծը) կփակվի։
Դե, եկեք փորձենք էլ ավելի մեծացնել լարումը «4» քորոցում: Մենք օգտագործում ենք կտրող ռեզիստոր՝ ելքի վրա լարումը սահմանելու համար GPG-ի սղոցային լարման մակարդակից բարձր:

Դե, դա այն է, մեր էլեկտրամատակարարումը կդադարի աշխատել, քանի որ ելքը լիովին «հանգիստ է»: Ելքային իմպուլսներ չկան, քանի որ «4» հսկիչի վրա մենք ունենք 3,3 վոլտից ավելի կայուն լարման մակարդակ:
Բացարձակապես նույնը տեղի կունենա, եթե դուք կիրառեք հսկիչ ազդանշան «3» ամրացման կամ որևէ սխալի ուժեղացուցիչի վրա: Եթե ​​որևէ մեկին հետաքրքրում է, կարող եք ինքներդ փորձնականորեն ստուգել: Ավելին, եթե հսկիչ ազդանշանները միանգամից բոլոր հսկիչ պինների վրա են և կառավարում են միկրոսխեման (գերակայում են), ապա ազդանշան կլինի կառավարման պինդից, որի ամպլիտուդն ավելի մեծ է:

Դե, եկեք փորձենք անջատել «13» կապը ընդհանուր մետաղալարից և միացնել այն «14»-ին, այսինքն՝ միացնել ելքային անջատիչների գործառնական ռեժիմը մեկ ցիկլից դեպի հրում-քաշման: Եկեք տեսնենք, թե ինչ կարող ենք անել:

Օգտագործելով կտրող ռեզիստոր, մենք կրկին զրոյի ենք հասցնում լարումը «4» քորոցում: Միացրեք հոսանքը: Ի՞նչ ենք մենք տեսնում։
Միկրոշրջանի ելքը պարունակում է նաև առավելագույն տեւողությամբ ուղղանկյուն իմպուլսներ, սակայն դրանց կրկնության հաճախականությունը դարձել է սղոցային իմպուլսների հաճախականության կեսը:
Նույն իմպուլսները կլինեն միկրոսխեմայի երկրորդ առանցքային տրանզիստորի վրա (փին 10), միայն այն տարբերությամբ, որ դրանք ժամանակի ընթացքում դրանց համեմատ կփոխվեն 180 աստիճանով:
Գոյություն ունի նաև աշխատանքային ցիկլի առավելագույն շեմ (2%): Այժմ այն ​​չի երևում, պետք է միացնել օսցիլոսկոպի 4-րդ ճառագայթը և համատեղել երկու ելքային ազդանշանները։ Չորրորդ զոնդը ձեռքի տակ չէ, ուստի ես դա չեմ արել: Յուրաքանչյուր ոք, ով ցանկանում է, ստուգեք դա գործնականում ինքներդ ձեզ համար, որպեսզի համոզվեք դրանում:

Այս ռեժիմում միկրոսխեման գործում է ճիշտ այնպես, ինչպես մեկ ցիկլի ռեժիմում, միակ տարբերությունն այն է, որ այստեղ ելքային իմպուլսների առավելագույն տևողությունը չի գերազանցի իմպուլսի ընդհանուր տևողության 48%-ը:
Այսպիսով, մենք երկար ժամանակ չենք դիտարկի այս ռեժիմը, այլ պարզապես տեսեք, թե ինչպիսի իմպուլսներ ունենք, երբ «4» պտուտակի լարումը երկու վոլտ է:

Մենք բարձրացնում ենք լարումը հարմարվողական ռեզիստորով: Ելքային իմպուլսների լայնությունը նվազել է մինչև զարկերակային ընդհանուր տևողության 1/6-ը, այսինքն՝ նաև ուղիղ երկու անգամ, քան ելքային անջատիչների աշխատանքի մեկ ցիկլի ռեժիմում (1/3 անգամ այնտեղ):
Երկրորդ տրանզիստորի ելքի վրա (փին 10) կլինեն նույն իմպուլսները, որոնք ժամանակի ընթացքում կփոխվեն միայն 180 աստիճանով:
Դե, սկզբունքորեն, մենք վերլուծել ենք PWM կարգավորիչի աշխատանքը:

Նաև «4»-ի վրա: Ինչպես նշվեց ավելի վաղ, այս քորոցը կարող է օգտագործվել էլեկտրամատակարարման «փափուկ» մեկնարկի համար: Ինչպե՞ս կազմակերպել սա:
Շատ պարզ. Դա անելու համար միացրեք RC սխեման «4» կապին: Ահա դիագրամի մի օրինակ հատված.

Ինչպե՞ս է այստեղ աշխատում «փափուկ մեկնարկը»: Եկեք նայենք դիագրամին: C1 կոնդենսատորը միացված է ION-ին (+5 վոլտ) R5 ռեզիստորի միջոցով:
Երբ հոսանք է կիրառվում միկրոսխեմայի վրա (փին 12), 14-րդ պտուտակի վրա հայտնվում է +5 վոլտ: C1 կոնդենսատորը սկսում է լիցքավորվել: Կոնդենսատորի լիցքավորման հոսանքը հոսում է R5 ռեզիստորի միջով, այն միացնելու պահին առավելագույնն է (կոնդենսատորը լիցքաթափված է) և դիմադրության վրա տեղի է ունենում 5 վոլտ լարման անկում, որը մատակարարվում է «4» պինդին: Այս լարումը, ինչպես արդեն փորձնականորեն պարզել ենք, արգելում է իմպուլսների անցումը միկրոսխեմայի ելք։
Քանի որ կոնդենսատորը լիցքավորվում է, լիցքավորման հոսանքը նվազում է, և դիմադրության վրա լարման անկումը համապատասխանաբար նվազում է: «4» պտուտակի լարումը նույնպես նվազում է, և իմպուլսները սկսում են հայտնվել միկրոսխեմայի ելքում, որի տևողությունը աստիճանաբար մեծանում է (քանի որ կոնդենսատորը լիցքավորվում է): Երբ կոնդենսատորը լիովին լիցքավորվում է, լիցքավորման հոսանքը դադարում է, «4» պտուտակի լարումը մոտենում է զրոյին, իսկ «4» պտուտակն այլևս չի ազդում ելքային իմպուլսների տևողության վրա: Էներգամատակարարումը վերադառնում է իր աշխատանքային ռեժիմին:
Բնականաբար, դուք կռահեցիք, որ էլեկտրամատակարարման գործարկման ժամանակը (այն հասնում է աշխատանքային ռեժիմի) կախված կլինի ռեզիստորի և կոնդենսատորի չափից, և դրանք ընտրելով հնարավոր կլինի կարգավորել այս ժամանակը։

Դե, սա հակիրճ ամբողջ տեսությունն ու պրակտիկան է, և այստեղ առանձնապես բարդ բան չկա, և եթե դուք հասկանում և հասկանում եք այս PWM-ի աշխատանքը, ապա ձեզ համար դժվար չի լինի հասկանալ և հասկանալ մյուս PWM-ների աշխատանքը:

Բոլորին հաջողություն եմ մաղթում։

Զարկերակային գեներատորը օգտագործվում է լաբորատոր հետազոտությունների համար՝ մշակման և շահագործման ընթացքում էլեկտրոնային սարքեր. Գեներատորը գործում է 7-ից 41 վոլտ լարման միջակայքում և ունի բարձր բեռնվածքի հզորություն՝ կախված ելքային տրանզիստորից: Ելքային իմպուլսների ամպլիտուդը կարող է հավասար լինել միկրոսխեմայի մատակարարման լարման արժեքին, մինչև այս միկրոսխեմայի մատակարարման լարման սահմանային արժեքը +41 Վ: Դրա հիմքը հայտնի է բոլորին և հաճախ օգտագործվում է:

Անալոգներ TL494 միկրոսխեմաներ են KA7500 և նրա կենցաղային կլոնը - KR1114EU4 .

Պարամետրերի սահմանային արժեքները.

Մատակարարման լարումը 41 Վ
Ուժեղացուցիչի մուտքային լարումը (Vcc+0.3)V
Կոլեկտորի ելքային լարումը 41 Վ
Կոլեկտորի ելքային հոսանք 250 մԱ
Էլեկտրաէներգիայի ընդհանուր սպառումը շարունակական ռեժիմում 1W
Գործող միջավայրի ջերմաստիճանի միջակայք.
-c վերջածանց L -25..85С
-С.0..70С վերջածանցով
Պահպանման ջերմաստիճանի միջակայքը -65…+150С

Սարքի սխեմատիկ դիագրամ

Քառակուսի զարկերակային գեներատորի միացում

Գեներատորի տպագիր տպատախտակ TL494 իսկ մյուս ֆայլերը առանձին են:

Հաճախականության ճշգրտումն իրականացվում է S2 (մոտավորապես) անջատիչով և RV1 (սահուն) ռեզիստորով, աշխատանքային ցիկլը կարգավորվում է ռեզիստորով RV2: Switch SA1-ը փոխում է գեներատորի աշխատանքային ռեժիմները ներփազային (մեկ ցիկլով) հակաֆազային (երկու ցիկլ): Ռեզիստոր R3-ը ընտրում է ծածկելու համար հաճախականության ամենաօպտիմալ տիրույթը, աշխատանքային ցիկլի ճշգրտման տիրույթը կարող է ընտրվել R1, R2 ռեզիստորների միջոցով:

Զարկերակային գեներատորի մասեր

Ժամկետային սխեմայի C1-C4 կոնդենսատորները ընտրվում են պահանջվող հաճախականության տիրույթի համար, և դրանց հզորությունը կարող է լինել 10 միկրոֆարադից ինֆրա-ցածր ենթատիրույթի համար մինչև 1000 պիկոֆարադ ամենաբարձր հաճախականության համար:

Միջին հոսանքի 200 մԱ սահմանաչափով միացումն ի վիճակի է բավականին արագ լիցքավորել դարպասը, բայց
Անջատված տրանզիստորով այն լիցքաթափելն անհնար է։ Դարպասի լիցքաթափումը հիմնավորված դիմադրության միջոցով նույնպես անբավարար դանդաղ է: Այս նպատակների համար օգտագործվում է անկախ լրացուցիչ կրկնող:

• Կարդացեք՝ «Ինչպես պատրաստել այն համակարգչից»:

Տրանզիստորները ընտրվում են ցածր հագեցվածության լարման և բավարար հոսանքի պահուստով ցանկացած HF-ում: Օրինակ KT972+973. Եթե ​​հզոր արդյունքների կարիք չկա, ապա լրացուցիչ կրկնիչը կարող է վերացվել: Երկրորդ շինարարական ռեզիստորի բացակայության դեպքում՝ 20 կՕմ, օգտագործվել են 10 կՕմ երկու հաստատուն դիմադրիչներ՝ ապահովելով աշխատանքային ցիկլը 50%-ի սահմաններում։ Նախագծի հեղինակը Ալեքսանդր Տերենտևն է։

Ընդհանուր նկարագրություն և օգտագործում

494 TLև դրա հետագա տարբերակները ամենից հաճախ օգտագործվող միկրոսխեմաներն են հրում-քաշման ուժային փոխարկիչների կառուցման համար:

• TL494 (Texas Instruments-ի սկզբնական մշակումը) - PWM լարման փոխարկիչ IC միակողմանի ելքերով (TL 494 IN - փաթեթ DIP16, -25..85C, TL 494 CN - DIP16, 0..70C):
• K1006EU4 - TL494-ի ներքին անալոգը
• TL594 - TL494-ի անալոգը սխալի ուժեղացուցիչների և համեմատիչի բարելավված ճշգրտությամբ
• TL598 - TL594-ի անալոգը ելքի վրա սեղմող (pnp-npn) կրկնողով

Այս նյութը բնօրինակ տեխնիկական փաստաթղթի թեմայի ընդհանրացում է Texas Instruments, International Rectifier («Power semiconductor devices International Rectifier», Voronezh, 1999) և Motorola հրատարակությունները:

Այս միկրոշրջանի առավելություններն ու թերությունները.

• Գումարած. Մշակված կառավարման սխեմաներ, երկու դիֆերենցիալ ուժեղացուցիչներ (կարող են նաև կատարել տրամաբանական գործառույթներ)
• Դեմ. միաֆազ ելքերը պահանջում են լրացուցիչ մոնտաժ (համեմատած UC3825-ի հետ)
• Մինուս. Ընթացիկ կառավարումը հասանելի չէ, հետադարձ կապի համեմատաբար դանդաղ հանգույց (ավտոմեքենայի PN-ում կարևոր չէ)
• Դեմ. երկու կամ ավելի IC-ների սինխրոն միացումն այնքան էլ հարմար չէ, որքան UC3825-ում:

1. TL494 չիպերի առանձնահատկությունները

ION և թերլարման պաշտպանության սխեմաներ. Շղթան միանում է, երբ հզորությունը հասնում է 5.5..7.0 Վ-ի շեմին (սովորական արժեքը 6.4 Վ): Մինչ այս պահը ներքին հսկողության ավտոբուսներն արգելում են գեներատորի և շղթայի տրամաբանական հատվածի աշխատանքը։ Առանց բեռի հոսանքը մատակարարման լարման +15 Վ (ելքային տրանզիստորներն անջատված են) 10 մԱ-ից ոչ ավելի է: ION +5V (+4,75..+5,25 V, ելքային կայունացում +/- 25մՎ-ից ոչ վատ) ապահովում է հոսող հոսանք մինչև 10 մԱ: ION-ը կարող է ուժեղացվել միայն NPN էմիտերի հետևորդների միջոցով (տես TI էջ 19-20), սակայն նման «կայունացուցիչի» ելքի լարումը մեծապես կախված կլինի բեռնվածքի հոսանքից:

Գեներատորառաջացնում է 0..+3.0V սղոցի լարում (ամպլիտուդան սահմանվում է ION-ի կողմից) ժամանակային կոնդենսատորի Ct (փին 5) TL494 Texas Instruments-ի համար և 0...+2.8V TL494 Motorola-ի համար (ինչ կարող ենք մենք անել): սպասել ուրիշներից?), համապատասխանաբար, TI F =1.0/(RtCt), Motorola-ի համար F=1.1/(RtCt):

Գործող հաճախականությունները 1-ից 300 կՀց ընդունելի են, առաջարկվող միջակայքով Rt = 1...500 kOhm, Ct = 470pF...10 μF: Այս դեպքում հաճախականության բնորոշ ջերմաստիճանի շեղումը (իհարկե, առանց կցված բաղադրիչների շեղումը հաշվի առնելու) +/-3% է, իսկ մատակարարման լարումից կախված հաճախականության շեղումը 0,1% է ողջ թույլատրելի միջակայքում:

Գեներատորը հեռակա կարգով անջատելու համար կարող եք օգտագործել արտաքին ստեղնը՝ Rt (6) մուտքը ION-ի ելքի հետ կարճ միացնելու կամ Ct-ը գետնին կարճ միացնելու համար: Իհարկե, Rt, Ct ընտրելիս պետք է հաշվի առնել բաց անջատիչի արտահոսքի դիմադրությունը:

Հանգստի փուլի կառավարման մուտք (աշխատանքային ցիկլ)հանգստի փուլի համեմատիչի միջոցով սահմանում է անհրաժեշտ նվազագույն դադարը շղթայի թեւերում իմպուլսների միջև: Սա անհրաժեշտ է և՛ IC-ից դուրս հոսանքի ներթափանցումը կանխելու համար, և՛ դեպի հոսանք կայուն գործողությունձգան - TL494-ի թվային մասի միացման ժամանակը 200 ns է: Ելքային ազդանշանը միացված է, երբ սղոցը գերազանցում է 4-րդ (DT) հսկիչ մուտքի լարումը Ct-ով: Մինչև 150 կՀց ժամային հաճախականություններում՝ զրոյական հսկիչ լարման դեպքում, հանգստի փուլը = ժամանակաշրջանի 3% (հսկիչ ազդանշանի համարժեք կողմնակալություն 100..120 մՎ), բարձր հաճախականությունների դեպքում ներկառուցված ուղղումը ընդլայնում է հանգստի փուլը մինչև 200: .300 ns.

Օգտագործելով DT մուտքային միացում, հնարավոր է սահմանել ֆիքսված հանգստի փուլ ( R-R բաժանարար), փափուկ մեկնարկի ռեժիմ (R-C), հեռակառավարվող անջատում (բանալին), ինչպես նաև օգտագործել DT որպես գծային կառավարման մուտք: Մուտքային սխեման հավաքվում է PNP տրանզիստորների միջոցով, ուստի մուտքային հոսանքը (մինչև 1.0 μA) հոսում է IC-ից, այլ ոչ թե դրա մեջ: Հոսանքը բավականին մեծ է, ուստի պետք է խուսափել բարձր դիմադրողականությունից (100 կՕմ-ից ոչ ավելի): Տե՛ս TI, էջ 23՝ ալիքներից պաշտպանության օրինակի համար՝ օգտագործելով TL430 (431) 3 կապող zener դիոդ:

Սխալների ուժեղացուցիչներ- փաստորեն, օպերացիոն ուժեղացուցիչներ Ku = 70..95 դԲ մշտական ​​լարման ժամանակ (60 դԲ վաղ շարքի համար), Ku = 1 350 կՀց հաճախականությամբ: Մուտքային սխեմաները հավաքվում են PNP տրանզիստորների միջոցով, ուստի մուտքային հոսանքը (մինչև 1.0 μA) հոսում է IC-ից, այլ ոչ թե դրա մեջ: Հոսանքը բավականին մեծ է op-amp-ի համար, կողմնակալության լարումը նույնպես բարձր է (մինչև 10 մՎ), այնպես որ պետք է խուսափել հսկիչ սխեմաների բարձր դիմադրողականությունից (ոչ ավելի, քան 100 կՕմ): Բայց pnp մուտքերի օգտագործման շնորհիվ մուտքային լարման միջակայքը -0.3V-ից մինչև Vsupply-2V է:

Երկու ուժեղացուցիչների ելքերը համակցված են դիոդով OR: Ուժեղացուցիչը, որի ելքային լարումը ավելի բարձր է, վերահսկում է տրամաբանությունը: Այս դեպքում ելքային ազդանշանը հասանելի չէ առանձին, այլ միայն OR դիոդի ելքից (նաև սխալի համեմատիչի մուտքագրում): Այսպիսով, միայն մեկ ուժեղացուցիչ կարող է պտտվել գծային ռեժիմում: Այս ուժեղացուցիչը փակում է հիմնական, գծային հետադարձ կապը ելքային լարման վրա: Այս դեպքում երկրորդ ուժեղացուցիչը կարող է օգտագործվել որպես համեմատիչ, օրինակ, երբ ելքային հոսանքը գերազանցում է, կամ որպես տրամաբանական տագնապի ազդանշանի բանալին (գերտաքացում, կարճ միացում և այլն), հեռակառավարման անջատում և այլն: Մեկը համեմատիչի մուտքերը կապված են ION-ի հետ, և տրամաբանական ազդանշան է կազմակերպվում երկրորդ ԿԱՄ ազդանշանների վրա (նույնիսկ ավելի լավ՝ տրամաբանական և նորմալ վիճակի ազդանշաններ):

RC հաճախականությունից կախված ՕՀ օգտագործելիս պետք է հիշել, որ ուժեղացուցիչների ելքը իրականում միակողմանի է (սերիական դիոդ!), ուստի այն կլիցքավորի հզորությունը (վերև) և երկար ժամանակ կպահանջվի ներքև լիցքաթափվելու համար: Այս ելքի լարումը 0..+3.5 Վ-ի սահմաններում է (գեներատորի ճոճանակից մի փոքր ավելի), այնուհետև լարման գործակիցը կտրուկ իջնում ​​է և ելքի մոտ 4.5 Վ-ում ուժեղացուցիչները հագեցած են: Նմանապես, ուժեղացուցիչի ելքային շղթայում (հետադարձ կապի հանգույց) պետք է խուսափել ցածր դիմադրողականությունից:

Ուժեղացուցիչները նախատեսված չեն աշխատանքային հաճախականության մեկ ժամացույցի ընթացքում աշխատելու համար: Ուժեղացուցիչի ներսում ազդանշանի տարածման 400 ն ուշացումով դրանք չափազանց դանդաղ են դրա համար, և ձգանման կառավարման տրամաբանությունը դա թույլ չի տալիս (կողային իմպուլսները կհայտնվեն ելքի վրա): Իրական PN սխեմաներում ՕՀ-ի շղթայի անջատման հաճախականությունը ընտրվում է 200-10000 Հց կարգով:

Գործարկման և ելքի կառավարման տրամաբանություն- Առնվազն 7 Վ սնուցման լարման դեպքում, եթե գեներատորում սղոցի լարումը ավելի մեծ է, քան DT կառավարման մուտքի մոտ, և եթե սղոցի լարումը ավելի մեծ է, քան սխալի ուժեղացուցիչներից որևէ մեկում (հաշվի առնելով ներկառուցված շեմերը և offsets) - թույլատրվում է միացման ելքը: Երբ գեներատորը վերականգնվում է առավելագույնից մինչև զրոյի, ելքերը անջատվում են: Պարաֆազային ելքով ձգան հաճախականությունը կիսով չափ բաժանում է: Տրամաբանական 0-ով մուտքային 13-ում (ելքային ռեժիմ) ձգանման փուլերը միավորվում են OR-ով և միաժամանակ մատակարարվում երկու ելքերին, տրամաբանական 1-ով դրանք փուլային մատակարարվում են յուրաքանչյուր ելքի առանձին:

Ելքային տրանզիստորներ- npn Darlingtons ներկառուցված ջերմային պաշտպանությամբ (բայց առանց ընթացիկ պաշտպանության): Այսպիսով, նվազագույն լարման անկումը կոլեկտորի (սովորաբար փակ է դրական ավտոբուսի համար) և թողարկիչի (բեռնվածության դեպքում) միջև 1,5 Վ է (բնորոշ է 200 մԱ), իսկ ընդհանուր թողարկիչ ունեցող շղթայում մի փոքր ավելի լավ է՝ 1,1։ V բնորոշ. Առավելագույն ելքային հոսանքը (մեկ բաց տրանզիստորով) սահմանափակվում է 500 մԱ-ով, ամբողջ չիպի առավելագույն հզորությունը 1 Վտ է:

2. Կիրառման առանձնահատկությունները

Աշխատեք MIS տրանզիստորի դարպասի վրա: Ելքային կրկնիչներ

Երբ աշխատում է կոնդենսիվ բեռի վրա, որը պայմանականորեն հանդիսանում է MIS տրանզիստորի դարպասը, TL494 ելքային տրանզիստորները միացված են էմիտերի հետևորդով: Երբ միջին հոսանքը սահմանափակվում է 200 մԱ-ով, միացումն ի վիճակի է արագ լիցքավորել դարպասը, բայց այն անհնար է լիցքաթափել անջատված տրանզիստորով: Դարպասի լիցքաթափումը հիմնավորված դիմադրության միջոցով նույնպես անբավարար դանդաղ է: Ի վերջո, դարպասի հզորության վրա լարումը երկրաչափականորեն նվազում է, և տրանզիստորն անջատելու համար դարպասը պետք է լիցքաթափվի 10 Վ-ից մինչև 3 Վ-ից ոչ ավելի: Ռեզիստորի միջով լիցքաթափման հոսանքը միշտ ավելի քիչ կլինի, քան տրանզիստորի միջով լիցքավորման հոսանքը (և ռեզիստորը բավականին կտաքանա և կթողնի անջատիչի հոսանքը վեր բարձրանալիս):

Տարբերակ Ա. Լիցքաթափման միացում արտաքին pnp տրանզիստորի միջոցով (փոխառված է Shikhman-ի կայքից. տե՛ս «Jensen ուժեղացուցիչի սնուցման աղբյուրը»): Դարպասը լիցքավորելիս դիոդով հոսող հոսանքն անջատում է արտաքին PNP տրանզիստորը, երբ IC ելքը անջատվում է, դիոդն անջատվում է, տրանզիստորը բացվում է և դարպասը լիցքաթափում է գետնին: Մինուս - այն աշխատում է միայն փոքր բեռնվածքի հզորությունների վրա (սահմանափակված է IC ելքային տրանզիստորի ընթացիկ պահուստով):

TL598-ն օգտագործելիս (հրում-քաշման ելքով), ստորին բիթային կողմի ֆունկցիան արդեն ամրացված է չիպի վրա: Տարբերակ Ա-ն այս դեպքում գործնական չէ:

Տարբերակ Բ. Անկախ լրացնող կրկնող: Քանի որ հիմնական ընթացիկ բեռը կառավարվում է արտաքին տրանզիստորի կողմից, բեռի հզորությունը (լիցքավորման հոսանքը) գործնականում անսահմանափակ է: Տրանզիստորներ և դիոդներ - ցանկացած HF ցածր հագեցվածության լարումով և Ck-ով և բավարար հոսանքի պահուստով (1A մեկ իմպուլսի համար կամ ավելի): Օրինակ՝ KT644+646, KT972+973։ Կրկնիչի «հողը» պետք է զոդել անմիջապես հոսանքի անջատիչի աղբյուրի կողքին: Կրկնվող տրանզիստորների կոլեկտորները պետք է շրջանցվեն կերամիկական հզորությամբ (նկարում ներկայացված չէ):

Որ շղթան ընտրելը հիմնականում կախված է բեռի բնույթից (դարպասի հզորությունը կամ անջատման լիցքը), աշխատանքային հաճախականությունը և իմպուլսային եզրերի ժամանակի պահանջները: Եվ դրանք (ճակատները) պետք է լինեն հնարավորինս արագ, քանի որ MIS անջատիչի վրա անցողիկ գործընթացների ժամանակ է, որ ջերմային կորուստների մեծ մասը ցրվում է: Խնդրի ամբողջական վերլուծության համար խորհուրդ եմ տալիս դիմել International Rectifier հավաքածուի հրապարակումներին, բայց ես կսահմանափակվեմ մի օրինակով։

Հզոր տրանզիստորը՝ IRFI1010N, ունի տեղեկատու ընդհանուր լիցքավորում դարպասի վրա Qg = 130 nC: Սա փոքր նվաճում չէ, քանի որ տրանզիստորն ունի բացառապես մեծ ալիքի տարածք՝ ապահովելու ալիքի չափազանց ցածր դիմադրություն (12 մՕմ): Սրանք այն բանալիներն են, որոնք պահանջվում են 12 Վ փոխարկիչներում, որտեղ յուրաքանչյուր միլիոմը կարևոր է: Ապահովելու համար, որ ալիքը բացվում է, դարպասը պետք է ապահովված լինի գետնի համեմատ Vg=+6V, մինչդեռ դարպասի ընդհանուր լիցքը Qg(Vg)=60nC է: 10 Վ լիցքավորված դարպասը հուսալիորեն լիցքաթափելու համար անհրաժեշտ է լուծել Qg(Vg)=90nC:

2. Ընթացիկ պաշտպանության, փափուկ մեկնարկի, աշխատանքային ցիկլի սահմանափակումների իրականացում

Որպես կանոն, բեռնվածքի միացումում մի շարք ռեզիստորից պահանջվում է գործել որպես ընթացիկ սենսոր: Բայց այն թանկարժեք վոլտեր և վտ կգողանա փոխարկիչի ելքից և կվերահսկի միայն բեռնվածքի սխեմաները և չի կարողանա հայտնաբերել կարճ միացումներ առաջնային սխեմաներում: Լուծումը առաջնային շղթայում ինդուկտիվ հոսանքի սենսոր է:

Ինքը՝ սենսորը (ընթացիկ տրանսֆորմատորը) մանրանկարչական պտույտ է (դրա ներքին տրամագիծը, բացի սենսորային ոլորունից, պետք է ազատորեն անցնի հիմնական ուժային տրանսֆորմատորի առաջնային ոլորուն լարը): Մենք անցնում ենք տրանսֆորմատորի առաջնային ոլորուն լարը տորուսի միջով (բայց ոչ աղբյուրի «հողային» մետաղալարով): Մենք դետեկտորի բարձրացման ժամանակի հաստատունը սահմանել ենք ժամացույցի հաճախականության մոտ 3-10 ժամանակաշրջան, քայքայման ժամանակը 10 անգամ ավելի, ելնելով օպտոկապլերի արձագանքման հոսանքից (մոտ 2-10 մԱ 1,2-1,6 լարման անկումով: V).

Դիագրամի աջ կողմում կան TL494-ի երկու բնորոշ լուծումներ: Rdt1-Rdt2 բաժանարարը սահմանում է առավելագույն աշխատանքային ցիկլը (նվազագույն հանգստի փուլ): Օրինակ, Rdt1=4.7kOhm, Rdt2=47kOhm ելքային 4-ում հաստատուն լարումը Udt=450mV է, որը համապատասխանում է 18..22% հանգստի փուլին (կախված IC շարքից և գործառնական հաճախականությունից):

Երբ հոսանքը միացված է, Css-ը լիցքաթափվում է, և DT մուտքի պոտենցիալը հավասար է Vref-ին (+5V): Css-ը գանձվում է Rss-ի միջոցով (aka Rdt2), սահուն իջեցնելով պոտենցիալ DT-ն մինչև բաժանարարով սահմանափակված ստորին սահմանը: Սա «փափուկ մեկնարկ» է։ Css = 47 μF և նշված ռեզիստորների դեպքում շղթայի ելքերը բացվում են միացնելուց հետո 0,1 վրկ և հասնում են աշխատանքային աշխատանքային ցիկլին ևս 0,3-0,5 վրկ-ի ընթացքում:

Շղթայում, բացի Rdt1, Rdt2, Css-ից, կան երկու արտահոսք՝ օպտոկապլերի արտահոսքի հոսանքը (10 μA-ից ոչ բարձր ժամը բարձր ջերմաստիճաններ, մոտ 0,1-1 µA սենյակային ջերմաստիճանում) և IC մուտքային տրանզիստորի բազային հոսանքը, որը հոսում է DT մուտքից: Ապահովելու համար, որ այդ հոսանքները էապես չեն ազդի բաժանարարի ճշգրտության վրա, Rdt2=Rss-ն ընտրվում է 5 կՕմ-ից ոչ բարձր, Rdt1՝ 100 կՕմ-ից ոչ բարձր:

Իհարկե, հսկողության համար օպտոկապլերի և DT շղթայի ընտրությունը հիմնարար չէ: Հնարավոր է նաև սխալի ուժեղացուցիչ օգտագործել համեմատական ​​ռեժիմում և արգելափակել գեներատորի հզորությունը կամ դիմադրությունը (օրինակ, նույն օպտոկապլերով), բայց սա պարզապես անջատում է, ոչ թե հարթ սահմանափակում:

Գեներատոր TL494-ի վրա՝ կարգավորելի հաճախականությամբ և աշխատանքային ցիկլով

Շատ օգտակար սարքփորձեր և թյունինգ աշխատանքներ իրականացնելիս օգտագործվում է հաճախականության գեներատոր։ Դրա համար պահանջները փոքր են, անհրաժեշտ է միայն.

• հաճախականության ճշգրտում (զարկերակային կրկնության ժամանակաշրջան)
• աշխատանքային ցիկլի ճշգրտում (հերթական գործակից, զարկերակային երկարություն)
• լայն շրջանակ

Այս պահանջները լիովին բավարարում է գեներատորի սխեման, որը հիմնված է հայտնի և տարածված TL494 միկրոսխեմայի վրա: Այն և այս սխեմայի շատ այլ մանրամասներ կարելի է գտնել աղբից համակարգչային միավորսնուցում. Գեներատորն ունի ելքային հզորություն և հնարավորություն առանձին էլեկտրամատակարարումտրամաբանական և ուժային մասեր: Շղթայի տրամաբանական մասը կարող է սնուցվել հոսանքի մասից, և այն կարող է սնուցվել նաև փոփոխական լարման միջոցով (գծապատկերի վրա կա ուղղիչ):

Գեներատորի հաճախականության ճշգրտման միջակայքը չափազանց բարձր է՝ տասնյակ հերցից մինչև 500 կՀց, իսկ որոշ դեպքերում՝ մինչև 1 ՄՀց՝ կախված միկրոսխեմայից; տարբեր արտադրողներ ունեն առավելագույն հաճախականության տարբեր իրական արժեքներ, որոնք կարող են «սեղմվել»: դուրս»:

Եկեք անցնենք սխեմայի նկարագրությանը.

Pit± և Pit~ - շղթայի թվային մասի էլեկտրամատակարարում, ուղիղ և փոփոխական լարմամբ, համապատասխանաբար, 16-20 վոլտ:
Vout-ը էներգաբլոկի սնուցման լարումն է, այն կլինի գեներատորի ելքում՝ 12 վոլտից։ Շղթայի թվային մասը այս լարումից սնուցելու համար անհրաժեշտ է միացնել Vout-ը և Pit±-ը՝ հաշվի առնելով բևեռականությունը (16 վոլտ-ից):
OUT(+/D) - գեներատորի ելքային հզորությունը՝ հաշվի առնելով բևեռականությունը: + - էլեկտրամատակարարում գումարած, D - դաշտային տրանզիստորի արտահոսք: Բեռը միացված է նրանց:
G D S - պտուտակային բլոկ դաշտային տրանզիստորի միացման համար, որն ընտրվում է ըստ պարամետրերի՝ կախված ձեր հաճախականությունից և էներգիայի պահանջներից: Հաղորդալարեր տպագիր տպատախտակպատրաստված՝ հաշվի առնելով ելքային անջատիչին հաղորդիչների նվազագույն երկարությունը և դրանց պահանջվող լայնությունը:

Կառավարում:

Rt-ը փոփոխական դիմադրություն է գեներատորի հաճախականության տիրույթը վերահսկելու համար, դրա դիմադրությունը պետք է ընտրվի ձեր հատուկ պահանջներին համապատասխան: TL494-ի հաճախականությունը հաշվարկելու առցանց հաշվիչը կցված է ստորև: Resistor R2-ը սահմանափակում է միկրոսխեմայի ժամանակային դիմադրության նվազագույն դիմադրության արժեքը: Այն կարող է ընտրվել միկրոսխեմայի կոնկրետ օրինակի համար, կամ այն ​​կարող է տեղադրվել, ինչպես ցույց է տրված դիագրամում:
Ct - հաճախականության կարգավորող կոնդենսատոր, որը կրկին վերաբերում է առցանց հաշվիչ. Թույլ է տալիս սահմանել ճշգրտման տիրույթը ձեր պահանջներին համապատասխան:
Rdt-ը փոփոխական դիմադրություն է՝ աշխատանքային ցիկլը կարգավորելու համար: R1 ռեզիստորով դուք կարող եք ճշգրտորեն կարգավորել ճշգրտման միջակայքը 1%-ից մինչև 99%, իսկ դրա փոխարեն կարող եք առաջինը տեղադրել ցատկող:

Ct, nF:
R2, kOhm:
Rt, kOhm:

Մի քանի խոսք շղթայի աշխատանքի մասին. Ներկայացնելով ցածր մակարդակմիկրոսխեմայի 13-րդ պտուտակի վրա (ելքային կառավարում), այն միացված է մեկ ցիկլի ռեժիմի: Միկրոշրջանի ստորին տրանզիստորը բեռնվում է R3 ռեզիստորի վրա՝ հաճախականության հաշվիչի գեներատորին միանալու համար ելք ստեղծելու համար (հաճախաչափ): Միկրոշրջանակի վերին տրանզիստորը կառավարում է վարորդին S8050 և S8550 լրացուցիչ զույգ տրանզիստորների վրա, որոնց խնդիրն է վերահսկել ելքային տրանզիստորի դարպասը: R5 դիմադրությունը սահմանափակում է դարպասի հոսանքը, դրա արժեքը կարող է փոխվել: L1 ինդուկտորը և 47n հզորությամբ կոնդենսատորը կազմում են ֆիլտր, որը պաշտպանում է TL494-ը վարորդի կողմից ստեղծված հնարավոր միջամտությունից: Հնարավոր է, որ ինդուկտորի ինդուկտիվությունը պետք է կարգավորվի ձեր հաճախականության տիրույթին համապատասխանելու համար: Հարկ է նշել, որ S8050 և S8550 տրանզիստորները պատահական չեն ընտրվել, քանի որ դրանք ունեն բավարար հզորություն և արագություն, ինչը կապահովի ճակատների անհրաժեշտ զառիթափությունը։ Ինչպես տեսնում եք, սխեման չափազանց պարզ է և, միևնույն ժամանակ, ֆունկցիոնալ:

Փոփոխական ռեզիստոր Rt-ը պետք է պատրաստված լինի երկու շարքով միացված ռեզիստորների տեսքով՝ մեկ պտույտով և բազմաշրջադարձով, եթե Ձեզ անհրաժեշտ է հաճախականության վերահսկման սահունություն և ճշգրտություն:

Տպագիր տպատախտակը, հետևելով ավանդույթին, գծվում է ֆլոմաստերով և փորագրվում է պղնձի սուլֆատով:

Գրեթե ցանկացած դաշտային տրանզիստոր, որը հարմար է լարման, հոսանքի և հաճախականության համար, կարող է օգտագործվել որպես ուժային տրանզիստոր: Դրանք կարող են լինել՝ IRF530, IRF630, IRF640, IRF840:

Որքան ցածր է տրանզիստորի դիմադրությունը բաց վիճակում, այնքան քիչ է այն տաքանալու աշխատանքի ընթացքում: Սակայն դրա վրա ռադիատորի առկայությունը պարտադիր է։

Հավաքվել և փորձարկվել է թռուցիկի կողմից տրված սխեմայի համաձայն:

Միայն ամենակարևոր բաները.
Մատակարարման լարումը 8-35 Վ (կարծես հնարավոր է մինչև 40 Վ, բայց ես դա չեմ փորձարկել)
Մեկ հարվածով և հրում-քաշման ռեժիմով աշխատելու ունակություն:

Մեկ ցիկլի ռեժիմի համար իմպուլսի առավելագույն տևողությունը 96% է (ոչ պակաս, քան 4% մեռած ժամանակ):
Երկհարված տարբերակի համար մահացած ժամանակի տեւողությունը չի կարող 4%-ից պակաս լինել:
Կիրառելով 0...3.3V լարում 4-րդ պինդին, կարող եք կարգավորել մեռած ժամանակը: Եվ կատարեք սահուն մեկնարկ:
Ներկառուցված է կայունացված հղման լարման աղբյուր՝ 5 Վ և մինչև 10 մԱ հոսանք:
Ներկառուցված է պաշտպանություն ցածր մատակարարման լարման դեմ՝ անջատելով 5,5...7Վ-ից ցածր (առավել հաճախ՝ 6,4Վ): Խնդիրն այն է, որ այս լարման ժամանակ մոսֆետներն արդեն անցնում են գծային ռեժիմի և այրվում են...
Հնարավոր է անջատել միկրոսխեմաների գեներատորը` փակելով Rt պտուտակը (6), հենակետային լարման պտուտակը (14) կամ Ct պտուտակը (5) բանալիով հողին:

Աշխատանքային հաճախականություն 1…300 կՀց:

Երկու ներկառուցված «սխալ» օպերացիոն ուժեղացուցիչ՝ Ku=70..95dB ստացմամբ: Մուտքեր - ելքեր (1); (2) և (15); (16). Ուժեղացուցիչների ելքերը համակցված են OR տարրով, ուստի այն, ում ելքային լարումն ավելի մեծ է, վերահսկում է իմպուլսի տևողությունը: Համեմատիչի մուտքերից մեկը սովորաբար կապված է հղման լարման հետ (14), իսկ երկրորդը, որտեղ դա անհրաժեշտ է... Ուժեղացուցիչի ներսում ազդանշանի ուշացումը 400 նվ է, դրանք նախատեսված չեն մեկ ժամացույցի ցիկլի ընթացքում աշխատելու համար:

Միկրոշրջանի ելքային փուլերը, միջին հոսանքով 200 մԱ, արագ լիցքավորում են հզոր մոսֆետի դարպասի մուտքային հզորությունը, բայց չեն ապահովում դրա լիցքաթափումը։ ողջամիտ ժամկետում։ Հետեւաբար, արտաքին դրայվեր է պահանջվում:

Pin (5) կոնդենսատոր C2 և կապ (6) ռեզիստորներ R3; R4 - սահմանել միկրոսխեմայի ներքին oscillator-ի հաճախականությունը: Push-pull ռեժիմում այն ​​բաժանվում է 2-ի:

Կա սինխրոնիզացիայի հնարավորություն՝ գործարկելով մուտքային իմպուլսներով։

Մեկ ցիկլով գեներատոր՝ կարգավորելի հաճախականությամբ և աշխատանքային ցիկլով
Մեկ ցիկլով գեներատոր՝ կարգավորելի հաճախականությամբ և աշխատանքային ցիկլով (զարկերակային տևողության հարաբերակցությունը դադարի տևողությանը): Մեկ տրանզիստորի ելքային վարորդով: Այս ռեժիմն իրականացվում է 13-րդ փին միացնելով ընդհանուր էներգիայի ավտոբուսին:

Սխեման (1)

Քանի որ միկրոսխեման ունի երկու ելքային փուլ, որոնք այս դեպքում գործում են փուլային, դրանք կարող են զուգահեռաբար միացնել ելքային հոսանքը մեծացնելու համար... Կամ ներառված չեն... (սխեմայի վրա կանաչ գույնով) Նաև R7 ռեզիստորը միշտ չէ: Տեղադրվել.

Չափում գործառնական ուժեղացուցիչ R10 դիմադրության լարումը, կարող եք սահմանափակել ելքային հոսանքը: Երկրորդ մուտքը մատակարարվում է հղման լարմամբ R5 բաժանարարով; R6. Դե, տեսնում եք, R10-ը տաքանալու է:

Շղթա C6; R11-ը, (3) ոտքի վրա, տեղադրված է ավելի մեծ կայունության համար, տվյալների թերթիկը դա է խնդրում, բայց այն աշխատում է առանց դրա: Տրանզիստորը կարող է օգտագործվել նաև որպես NPN կառուցվածք:

Սխեման (2)

Սխեման (3)

Մեկ ցիկլով գեներատոր՝ կարգավորելի հաճախականությամբ և աշխատանքային ցիկլով: Երկու տրանզիստորի ելքային վարորդով (լրացուցիչ կրկնող):
Ինչ կարող եմ ասել. Ազդանշանի ձևն ավելի լավն է, միացման պահերին անցողիկ գործընթացները կրճատվում են, բեռնվածքի հզորությունը ավելի բարձր է, իսկ ջերմային կորուստները՝ ավելի ցածր: Չնայած սա կարող է սուբյեկտիվ կարծիք լինել։ Բայց. Այժմ ես օգտագործում եմ միայն երկու տրանզիստորի վարորդ: Այո, դարպասի շղթայում ռեզիստորը սահմանափակում է անցումային անցումների արագությունը:

Սխեման (4)

Եվ այստեղ մենք ունենք տիպիկ խթանման (խթանման) կարգավորվող միակողմանի փոխարկիչի միացում՝ լարման կարգավորմամբ և հոսանքի սահմանափակմամբ:

Շղթան աշխատում է, ես այն հավաքել եմ մի քանի տարբերակներով։ Ելքային լարումը կախված է L1 կծիկի պտույտների քանակից և R7 ռեզիստորների դիմադրությունից; R10; R11, որոնք ընտրվում են տեղադրման ժամանակ... Ինքը՝ պտուտակը կարող է փաթաթվել ցանկացածի վրա: Չափը - կախված հզորությունից: Ring, Sh-core, նույնիսկ հենց ձողի վրա: Բայց այն չպետք է հագեցած դառնա։ Հետևաբար, եթե օղակը պատրաստված է ֆերիտից, ապա այն պետք է կտրել և սոսնձել բացվածքով: Համակարգչային սնուցման աղբյուրներից մեծ օղակները լավ կաշխատեն, դրանք կտրելու կարիք չկա, դրանք պատրաստված են «փոշիացված երկաթից», բացն արդեն ապահովված է։ Եթե ​​միջուկը W-աձև է, մենք մագնիսական բաց չենք տեղադրում, դրանք գալիս են միջին կարճ միջուկով. դրանք արդեն ունեն բաց: Մի խոսքով, այն փաթաթում ենք հաստ պղնձե կամ մոնտաժային մետաղալարով (0,5-1,0 մմ կախված հզորությունից) և պտույտների թիվը 10 և ավելի է (կախված նրանից, թե ինչ լարում ենք ուզում ստանալ): Մենք բեռը միացնում ենք ցածր հզորության պլանավորված լարմանը: Մենք մեր ստեղծագործությունը միացնում ենք մարտկոցին հզոր լամպի միջոցով։ Եթե ​​լամպը չի վառվում ամբողջ ինտենսիվությամբ, վերցրեք վոլտմետր և օսցիլոսկոպ...

Մենք ընտրում ենք ռեզիստորներ R7; R10; R11-ը և կծիկի L1 պտույտների քանակը՝ հասնելով նախատեսված լարմանը բեռնվածքում:

Choke Dr1 - 5...10 պտույտ հաստ մետաղալարով ցանկացած միջուկի վրա։ Ես նույնիսկ տեսել եմ տարբերակներ, որտեղ L1-ը և Dr1-ը փաթաթված են նույն միջուկի վրա: Ես ինքս չեմ ստուգել:

Սխեման (5)

Սա նաև իրական խթանող փոխարկիչի միացում է, որը կարող է օգտագործվել, օրինակ, մեքենայի մարտկոցից նոութբուքը լիցքավորելու համար: Համեմատիչը մուտքերում (15); (16) վերահսկում է «դոնոր» մարտկոցի լարումը և անջատում է փոխարկիչը, երբ դրա վրա լարումը իջնում ​​է ընտրված շեմից:

Շղթա C8; R12; VD2 - այսպես կոչված Snubber-ը, նախատեսված է ինդուկտիվ արտանետումները ճնշելու համար: Ցածր լարման MOSFET-ը խնայում է, օրինակ IRF3205-ը կարող է դիմակայել, եթե չեմ սխալվում, (ջրահեռացում - աղբյուր) մինչև 50 Վ. Այնուամենայնիվ, դա զգալիորեն նվազեցնում է արդյունավետությունը: Ե՛վ դիոդը, և՛ ռեզիստորը բավականին տաքանում են: Սա մեծացնում է հուսալիությունը: Որոշ ռեժիմներում (սխեմաներում), առանց դրա, հզոր տրանզիստորը պարզապես անմիջապես այրվում է: Բայց երբեմն այն աշխատում է առանց այս ամենի... Պետք է նայել օսցիլոսկոպին...

Սխեման (6)

Push-pull master գեներատոր:
Դիզայնի և ճշգրտման տարբեր տարբերակներ:
Առաջին հայացքից, միացման սխեմաների հսկայական բազմազանությունը իջնում ​​է շատ ավելի համեստ թվով, որոնք իրականում աշխատում են... Առաջին բանը, որ ես սովորաբար անում եմ, երբ տեսնում եմ «խորամանկ» սխեման, այն վերագծելն է ծանոթ ստանդարտով: ինձ. Նախկինում այն ​​կոչվում էր ԳՕՍՏ: Մեր օրերում պարզ չէ, թե ինչպես նկարել, ինչը չափազանց դժվար է դարձնում այն ​​ընկալելը: Եվ թաքցնում է սխալները: Կարծում եմ, որ դա հաճախ դիտավորյալ է արվում։
Վարպետ օսցիլատոր կիսակամուրջի կամ կամրջի համար: Սա ամենապարզ գեներատորն է: Զարկերակի տևողությունը և հաճախականությունը կարգավորվում են ձեռքով: Դուք կարող եք նաև կարգավորել տևողությունը՝ օգտագործելով (3) ոտքի վրա գտնվող օպտոկապլեր, բայց ճշգրտումը շատ կտրուկ է: Ես այն օգտագործել եմ միկրոսխեմայի աշխատանքը ընդհատելու համար: Որոշ «լուսավորիչներ» ասում են, որ անհնար է կառավարել (3) քորոցով, միկրոշրջանը կվառվի, բայց իմ փորձը հաստատում է այս լուծման ֆունկցիոնալությունը: Ի դեպ, այն հաջողությամբ օգտագործվել է եռակցման ինվերտորում:

Սխեման (10)

Հոսանքի և լարման կարգավորման (կայունացման) իրականացման օրինակներ. Ինձ դուր եկավ այն, ինչ արել եմ թիվ 12 նկարում։ Հավանաբար, պետք չէ տեղադրել կապույտ կոնդենսատորներ, բայց ավելի լավ է դրանք ունենալ:

Սխեման (11)

Էներգամատակարարման սարքերի նախագծման մեջ ներգրավված բոլոր էլեկտրոնային ինժեներները վաղ թե ուշ բախվում են բեռի համարժեքի բացակայության կամ առկա բեռների գործառական սահմանափակումների, ինչպես նաև դրանց չափերի խնդրին: Բարեբախտաբար, արտաքին տեսքը Ռուսական շուկաէժան և հզոր դաշտային տրանզիստորները որոշակիորեն շտկեցին իրավիճակը:

Սկսեցին հայտնվել դաշտային տրանզիստորների վրա հիմնված էլեկտրոնային բեռների սիրողական ձևավորումները, որոնք ավելի հարմար են օգտագործել որպես էլեկտրոնային դիմադրություն, քան նրանց երկբևեռ գործընկերները. նախապատվությունը դրանց օգտագործմանը որպես կարգավորող բաղադրիչ հզոր սարքերում: Ավելին, առաջարկների լայն տեսականի են հայտնվել սարքեր արտադրողների կողմից, որոնց գնացուցակները հագեցած են էլեկտրոնային բեռների մոդելների լայն տեսականիով: Բայց քանի որ արտադրողներն իրենց շատ բարդ և բազմաֆունկցիոնալ արտադրանքները, որոնք կոչվում են «էլեկտրոնային բեռներ», հիմնականում կենտրոնացնում են արտադրության վրա, այդ ապրանքների գներն այնքան բարձր են, որ միայն շատ հարուստ մարդը կարող է իրեն թույլ տալ գնել: Ճիշտ է, լիովին պարզ չէ, թե ինչու է հարուստ մարդուն անհրաժեշտ էլեկտրոնային բեռ:

Ես չեմ նկատել որևէ կոմերցիոն արտադրության EN՝ ուղղված սիրողական ինժեներական ոլորտին: Սա նշանակում է, որ ամեն ինչ նորից պետք է անեք ինքներդ։ Էհ... Սկսենք:

Էլեկտրոնային բեռի համարժեքի առավելությունները

Ինչու՞ են, սկզբունքորեն, էլեկտրոնային բեռների համարժեքները գերադասելի ավանդական միջոցներից (հզոր դիմադրություններ, շիկացած լամպեր, ջերմատաքացուցիչներ և այլ սարքեր), որոնք հաճախ օգտագործվում են դիզայներների կողմից տարբեր տեղադրման ժամանակ: ուժային սարքեր?

Պորտալի այն քաղաքացիները, ովքեր զբաղվում են էլեկտրամատակարարման նախագծմամբ և վերանորոգմամբ, անկասկած գիտեն այս հարցի պատասխանը: Անձամբ ես տեսնում եմ երկու գործոն, որոնք բավարար են ձեր «լաբորատորիայում» էլեկտրոնային բեռ ունենալու համար՝ փոքր չափսեր, բեռնվածքի հզորությունը մեծ սահմաններում պարզ միջոցներով կառավարելու ունակություն (նույն կերպ մենք կարգավորում ենք ձայնի ծավալը կամ ելքային լարումը։ էլեկտրամատակարարում - սովորական փոփոխական ռեզիստորով և ոչ հզոր անջատիչ կոնտակտներով, ռեոստատի շարժիչով և այլն):

Բացի այդ, էլեկտրոնային բեռնվածքի «գործողությունները» կարող են հեշտությամբ ավտոմատացվել՝ դրանով իսկ ավելի հեշտ և բարդ դարձնելով էլեկտրական սարքի փորձարկումը՝ օգտագործելով էլեկտրոնային բեռ: Միևնույն ժամանակ, իհարկե, ինժեների աչքերն ու ձեռքերը ազատվում են, և աշխատանքն ավելի արդյունավետ է դառնում։ Բայց բոլոր հնարավոր զանգերի, սուլոցների ու կատարելության բերկրանքները այս հոդվածում չեն, և, հավանաբար, մեկ այլ հեղինակի: Միևնույն ժամանակ խոսենք էլեկտրոնային բեռնվածքի ևս մեկ տեսակի մասին՝ իմպուլսային:

EN-ի իմպուլսային տարբերակի առանձնահատկությունները

Անալոգային էլեկտրոնային բեռները, անշուշտ, լավ են, և նրանցից շատերը, ովքեր օգտագործում էին էլեկտրոնային բեռներ էլեկտրական սարքերը տեղադրելու ժամանակ, գնահատեցին դրա առավելությունները: Իմպուլսային սնուցման սարքերն ունեն իրենց առանձնահատկությունը, ինչը հնարավորություն է տալիս գնահատել սնուցման սնուցման աշխատանքը իմպուլսային բեռի տակ, ինչպիսին է, օրինակ, թվային սարքերի աշխատանքը: Հզոր ուժեղացուցիչներաուդիո հաճախականությունները նույնպես բնորոշ ազդեցություն ունեն էլեկտրամատակարարման սարքերի վրա, և, հետևաբար, լավ կլիներ իմանալ, թե կոնկրետ ուժեղացուցիչի համար նախագծված և արտադրված էլեկտրամատակարարումը ինչպես կվարվի որոշակի սահմանված բեռի տակ:

Վերանորոգվող սնուցման աղբյուրները ախտորոշելիս նկատելի է նաև իմպուլսային ԷՆ-ի օգտագործման ազդեցությունը: Օրինակ՝ իմպուլսային ԷՆ-ի օգնությամբ հայտնաբերվել է ժամանակակից համակարգչային սնուցման սարքի անսարքություն։ Այս 850 վտ հզորությամբ սնուցման սարքի հայտարարված անսարքությունը հետևյալն էր. համակարգիչը, երբ աշխատում էր այս սնուցման հետ, ցանկացած հավելվածի հետ աշխատելիս պատահականորեն անջատվում էր ցանկացած պահի, անկախ անջատման պահին սպառված էներգիայից: Նորմալ բեռի համար փորձարկվելիս (+3V, +5V հզոր դիմադրությունների մի փունջ և +12V հալոգեն լամպեր), այս սնուցման աղբյուրը մի քանի ժամ աշխատում էր պայթյունով, չնայած այն հանգամանքին, որ բեռի հզորությունը կազմում էր դրա 2/3-ը։ հռչակված իշխանություն. Անսարքությունն առաջացել է իմպուլսային էլեկտրամատակարարումը +3V ալիքին միացնելիս, և հոսանքի մատակարարումը սկսել է անջատվել հենց ամպաչափի սլաքը հասել է 1A նշագծին։ Այս դեպքում դրական լարման մյուս ալիքներից յուրաքանչյուրի բեռնվածքի հոսանքները չեն գերազանցել 3A-ը: Պարզվեց, որ վերահսկիչ տախտակը անսարք է և փոխարինվեց նմանատիպով (բարեբախտաբար, կար նույն էլեկտրամատակարարման բլոկը այրված էներգաբլոկով), որից հետո էլեկտրամատակարարման բլոկը նորմալ աշխատեց իմպուլսային թույլատրելի առավելագույն հոսանքով: Օգտագործված էլեկտրամատակարարման օրինակ (10A), որը սույն հոդվածի նկարագրության առարկան է:

Գաղափար

Զարկերակային բեռ ստեղծելու գաղափարը ի հայտ եկավ բավականին վաղուց և առաջին անգամ իրականացվեց 2002 թվականին, բայց ոչ ներկայիս տեսքով և այլ տարրերի հիմքի վրա և մի փոքր այլ նպատակներով, և այն ժամանակ բավարար չէին. խթաններ և այլ հիմքեր, որ անձամբ ես զարգացնեմ այս գաղափարը: Այժմ աստղերը այլ կերպ են դասավորված, և ինչ-որ բան հավաքվել է այս սարքի հաջորդ մարմնավորման համար: Մյուս կողմից, սարքը սկզբում ուներ մի փոքր այլ նպատակ՝ ստուգել իմպուլսային տրանսֆորմատորների և խեղդվողների պարամետրերը: Բայց մեկը մյուսին չի խանգարում։ Ի դեպ, եթե որևէ մեկը ցանկանում է ուսումնասիրել ինդուկտիվ բաղադրիչները այս կամ նմանատիպ սարքի միջոցով, խնդրում եմ. ստորև ներկայացված են այս թեմային նվիրված հարգարժան (ուժային էլեկտրոնիկայի ոլորտում) ինժեներների հոդվածների արխիվները:

Այսպիսով, ի՞նչ է սկզբունքորեն «դասական» (անալոգային) EN-ը: Ընթացիկ կայունացուցիչ, որն աշխատում է կարճ միացման ռեժիմում: Եվ ուրիշ ոչինչ։ Եվ նա, ով ցանկացած կրքի ներթափանցման դեպքում ճիշտ կլինի, կփակի լիցքավորիչի կամ եռակցման մեքենայի ելքային տերմինալները և կասի. սա էլեկտրոնային բեռ է: Իհարկե, փաստ չէ, որ նման կարճ միացումը վնասակար հետևանքներ չի ունենա ինչպես սարքերի, այնպես էլ հենց օպերատորի համար, բայց երկու սարքերն էլ իսկապես հոսանքի աղբյուրներ են և կարող են որոշակի ճշգրտումից հետո պնդել, որ էլեկտրոնային բեռ, ինչպես ցանկացած այլ կամայական պարզունակ հոսանքի աղբյուր: Անալոգային EN-ի հոսանքը կախված կլինի փորձարկվող սնուցման աղբյուրի ելքային լարումից, դաշտային տրանզիստորի ալիքի օհմիկ դիմադրությունից, որը սահմանված է դրա դարպասի լարման արժեքով:

Իմպուլսային էլեկտրամատակարարման հոսանքը կախված կլինի պարամետրերի գումարից, որը կներառի իմպուլսի լայնությունը, ելքային անջատիչի բաց ալիքի նվազագույն դիմադրությունը և փորձարկվող էլեկտրամատակարարման հատկությունները (կոնդենսատորների հզորություն, ինդուկտիվություն էլեկտրամատակարարման խեղդուկներ, ելքային լարում):
Երբ անջատիչը բաց է, EN-ը ձևավորում է կարճաժամկետ կարճ միացում, որի դեպքում փորձարկված էներգամատակարարման միավորի կոնդենսատորները լիցքաթափվում են, իսկ խեղդուկները (եթե դրանք պարունակվում են էլեկտրամատակարարման միավորում) հակված են հագեցնելու: Դասական կարճ միացում, սակայն, տեղի չի ունենում, քանի որ Զարկերակային լայնությունը ժամանակին սահմանափակվում է միկրովայրկյանական արժեքներով, որոնք որոշում են էլեկտրամատակարարման կոնդենսատորների լիցքաթափման հոսանքի մեծությունը:
Միևնույն ժամանակ, իմպուլսային էներգիայի մատակարարման փորձարկումն ավելի ծայրահեղ է փորձարկվող էլեկտրամատակարարման համար: Բայց նման ստուգումը բացահայտում է ավելի շատ «որոգայթներ», ներառյալ էլեկտրամատակարարման սարքին մատակարարվող մատակարարման հաղորդիչների որակը: Այսպիսով, իմպուլսային էլեկտրամատակարարումը 12 վոլտ սնուցման աղբյուրին միացնելիս պղնձե լարերը միացնող միջուկի տրամագծով 0,8 մմ և բեռնվածքի հոսանք 5 Ա, էլեկտրական սնուցման վրա օսցիլոգրամը հայտնաբերեց ալիքներ, որոնք ուղղանկյունի հաջորդականություն էին: իմպուլսներ՝ մինչև 2 Վ ճոճանակով և սնուցման լարմանը հավասար ամպլիտուդով սուր ցատկեր։ Բուն էլեկտրամատակարարման տերմինալներում էլեկտրաէներգիայի մատակարարումից գործնականում իմպուլսացիա չի եղել: Ինքն EN-ի վրա ալիքները նվազեցվեցին նվազագույնի (50 մՎ-ից պակաս)՝ ավելացնելով EN մատակարարող յուրաքանչյուր հաղորդիչի միջուկների քանակը մինչև 6-ի: «Երկմիջուկանի» տարբերակում նվազագույն ալիքը համեմատելի է « վեց միջուկային» տարբերակը ձեռք է բերվել բեռնվածությամբ սնուցող լարերի միացման կետերում տեղադրելով 4700 մՖ հզորությամբ լրացուցիչ էլեկտրոլիտիկ կոնդենսատոր: Այսպիսով, էլեկտրամատակարարում կառուցելիս իմպուլսային էներգիայի մատակարարումը կարող է շատ օգտակար լինել:

Սխեման

EN-ը հավաքվում է հանրաճանաչ (շնորհիվ մեծ թվով վերամշակված համակարգչային սնուցման աղբյուրների) բաղադրիչների միջոցով: EN շղթան պարունակում է կարգավորելի հաճախականությամբ և իմպուլսային լայնությամբ գեներատոր, ջերմային և հոսանքի պաշտպանություն: Գեներատորը պատրաստված է PWM-ով TL494.

Հաճախականության ճշգրտումն իրականացվում է փոփոխական ռեզիստորով R1; աշխատանքային ցիկլ - R2; ջերմային զգայունություն - R4; ընթացիկ սահմանաչափ - R14:
Գեներատորի ելքը սնուցվում է էմիտերի հետևորդով (VT1, VT2), որպեսզի աշխատի 4 և ավելի դաշտային ազդեցության տրանզիստորների դարպասի հզորության վրա:

Շղթայի գեներատորի հատվածը և VT1, VT2 տրանզիստորների բուֆերային փուլը կարող են սնուցվել առանձին հոսանքի աղբյուրից՝ +12...15V ելքային լարմամբ և մինչև 2A հոսանքով կամ հոսանքի +12V ալիքից։ մատակարարումը փորձարկվում է.

EN-ի ելքը (դաշտային ազդեցության տրանզիստորի արտահոսքը) միացված է փորձարկվող սնուցման աղբյուրի «+»-ին, EN-ի ընդհանուր լարը միացված է սնուցման ընդհանուր լարին: Դաշտային տրանզիստորների դարպասներից յուրաքանչյուրը (դրանց խմբային օգտագործման դեպքում) պետք է միացված լինի բուֆերային փուլի ելքին իր սեփական դիմադրությամբ՝ հավասարեցնելով դարպասի պարամետրերի տարբերությունը (հզորություն, շեմային լարում) և ապահովելով համաժամանակյա շահագործում։ անջատիչների:

Լուսանկարները ցույց են տալիս, որ EN տախտակն ունի մի զույգ LED-ներ. կանաչ - բեռնվածքի հզորության ցուցիչ, կարմիրը ցույց է տալիս միկրոշրջանի սխալի ուժեղացուցիչների աշխատանքը կրիտիկական ջերմաստիճանում (մշտական ​​լույս) կամ երբ հոսանքը սահմանափակ է (հազիվ նկատելի թարթում): Կարմիր LED- ի աշխատանքը վերահսկվում է KT315 տրանզիստորի վրա գտնվող բանալիով, որի թողարկիչը միացված է ընդհանուր մետաղալարին. հիմք (5-15 կՕհմ ռեզիստորի միջոցով) միկրոսխեմայի 3-րդ պինով; կոլեկցիոներ - (1,1 կՕհմ ռեզիստորի միջոցով) LED-ի կաթոդով, որի անոդը միացված է DA1 միկրոսխեմայի 8, 11, 12 կապանքներին: Այս հանգույցը չի ցուցադրվում դիագրամում, քանի որ բացարձակապես պարտադիր չէ։

R16 ռեզիստորի վերաբերյալ. Երբ դրա միջով անցնում է 10 Ա հոսանք, ռեզիստորի կողմից ցրված հզորությունը կկազմի 5 Վտ (գծապատկերում նշված դիմադրությամբ): Փաստացի նախագծում օգտագործվում է 0,1 Օմ դիմադրություն ունեցող ռեզիստոր (պահանջվող արժեքը չի գտնվել), և դրա մարմնում ցրված հզորությունը նույն հոսանքի դեպքում կկազմի 10 Վտ: Այս դեպքում ռեզիստորի ջերմաստիճանը շատ ավելի բարձր է, քան EN ստեղների ջերմաստիճանը, որոնք (լուսանկարում ցուցադրված ռադիատորն օգտագործելիս) շատ չեն տաքանում։ Հետևաբար, ավելի լավ է ջերմաստիճանի ցուցիչը տեղադրել R16 ռեզիստորի վրա (կամ մոտակայքում), այլ ոչ թե EN ստեղներով ռադիատորի վրա:

TL494 չիպը PWM կարգավորիչ է, որը կատարյալ է տարբեր տոպոլոգիաների և հզորությունների անջատիչ սնուցման աղբյուրներ կառուցելու համար: Այն կարող է աշխատել ինչպես միանվագ, այնպես էլ երկհարված ռեժիմներով:

Դրա ներքին անալոգը KR1114EU4 միկրոսխեման է: Texas Instruments, International Rectifier, ON Semiconductor, Fairchild Semiconductor - շատ արտադրողներ արտադրում են այս PWM կարգավորիչը: Fairchild Semiconductor-ն այն անվանում է, օրինակ, KA7500B:

Եթե ​​պարզապես նայեք քորոցների նշանակումներին, պարզ է դառնում, որ այս միկրոսխեման ունի ճշգրտման բավականին լայն հնարավորություններ:

Դիտարկենք բոլոր քորոցների նշանակումները.

• առաջին սխալի համեմատիչի ոչ հակադարձ մուտքագրում
• առաջին սխալի համեմատիչի հակադարձ մուտքագրումը
• հետադարձ կապի մուտքագրում
• մեռած ժամանակի ճշգրտման մուտքագրում
• ելք արտաքին ժամանակային կոնդենսատորի միացման համար
• ելք՝ ժամանակային ռեզիստորի միացման համար
• միկրոսխեմայի ընդհանուր քորոց, մինուս էլեկտրամատակարարումը
• առաջին ելքային տրանզիստորի կոլեկտորային քորոց
• առաջին ելքային տրանզիստորի էմիտերի փին
• երկրորդ ելքային տրանզիստորի էմիտերի փին
• երկրորդ ելքային տրանզիստորի կոլեկտորային քորոց
• մատակարարման լարման մուտքագրում
• մուտքագրում մեկ ցիկլով կամ հրում-քաշման աշխատանքային ռեժիմ ընտրելու համար
  միկրոսխեմաներ
• ներկառուցված 5 վոլտ հղման ելք
• երկրորդ սխալի համեմատիչի ինվերտային մուտքագրումը
• Երկրորդ սխալի համեմատիչի ոչ հակադարձ մուտքագրում

Ֆունկցիոնալ դիագրամի վրա դուք կարող եք տեսնել միկրոսխեմայի ներքին կառուցվածքը:
Ձախ կողմում գտնվող վերին երկու պինները նախատեսված են ներքին թեքահարթակի լարման գեներատորի պարամետրերը սահմանելու համար, որն այստեղ պիտակավորված է որպես «Օսցիլյատոր»: Միկրոշրջանակի նորմալ շահագործման համար արտադրողը խորհուրդ է տալիս օգտագործել ժամանակային կոնդենսատոր, որի հզորությունը 470 pF-ից մինչև 10 μF միջակայքում է, և ժամանակի դիմադրություն 1,8 կՕմ-ից մինչև 500 կՕհմ միջակայքում: Առաջարկվող աշխատանքային հաճախականության միջակայքը 1 կՀց-ից մինչև 300 կՀց է: Հաճախականությունը կարելի է հաշվարկել՝ օգտագործելով f = 1.1/RC բանաձեւը: Այսպիսով, գործառնական ռեժիմում 5-րդ քորոցը կունենա մոտ 3 վոլտ ամպլիտուդով սղոցային լարում: Այն կարող է տարբերվել տարբեր արտադրողների համար՝ կախված միկրոսխեմայի ներքին սխեմաների պարամետրերից:

Օրինակ, եթե դուք օգտագործում եք 1nF հզորությամբ կոնդենսատոր և 10 կՕմ դիմադրություն, ապա 5-րդ ելքում սղոցի լարման հաճախականությունը կլինի մոտավորապես f = 1.1/(10000*0.000000001) = 110000 Հց: Հաճախականությունը կարող է տարբերվել, ըստ արտադրողի, +-3% կախված ջերմաստիճանի ռեժիմբաղադրիչները.

Մահացած ժամանակի ճշգրտման մուտքագրում 4-ը նախատեսված է իմպուլսների միջև դադարը որոշելու համար: Մեռած ժամանակի համեմատիչը, որը գծապատկերում նշանակված է «Dead-time Control Comparator», թույլ կտա ելքային իմպուլսները, եթե սղոցի լարումը ավելի բարձր է, քան 4-րդ մուտքագրված լարումը: Այսպիսով, կիրառելով 0-ից 3 վոլտ լարում: մուտքագրում 4, դուք կարող եք կարգավորել ելքային իմպուլսների աշխատանքային ցիկլը, այս դեպքում առավելագույն գործառնական ցիկլի տևողությունը կարող է լինել 96% մեկ ցիկլի ռեժիմում և 48%, համապատասխանաբար, միկրոսխեմայի աշխատանքի մղման ռեժիմում: Նվազագույն դադարն այստեղ սահմանափակվում է 3%-ով, որն ապահովվում է 0,1 վոլտ լարման ներկառուցված աղբյուրով։ Pin 3-ը նույնպես կարևոր է, և դրա վրա լարումը նույնպես դեր է խաղում ելքային իմպուլսների լուծման գործում:

Նախագծված սարքը գերհոսանքից և լարման գերբեռնվածությունից պաշտպանելու համար կարող են օգտագործվել 1-ին և 2-րդ, ինչպես նաև սխալների համեմատիչների 15-րդ և 16-րդ կապումները: Եթե ​​պին 1-ին սնուցվող լարումը դառնում է ավելի բարձր, քան 2-րդ կապին տրվող լարումը, կամ 16-րդ 15-րդ պտուկին տրվող լարումը, ապա PWM Համեմատիչի մուտքը (փին 3) ազդանշան կստանա իմպուլսները արգելակելու համար։ ելքը։ Եթե ​​այս համեմատիչները չեն նախատեսվում օգտագործել, ապա դրանք կարող են արգելափակվել՝ չշրջվող մուտքերը գետնին կարճացնելով և ինվերտացիոն մուտքերը միացնելով հղման լարման աղբյուրին (փին 14):
Pin 14-ը չիպի մեջ ներկառուցված կայունացված 5 վոլտ հղման լարման աղբյուրի ելքն է: Սխեմաներ, որոնք սպառում են մինչև 10 մԱ հոսանք, կարող են միացված լինել այս փինին, որը կարող է լինել լարման բաժանիչներ՝ պաշտպանական սխեմաների տեղադրման, փափուկ մեկնարկի կամ ֆիքսված կամ կարգավորվող իմպուլսի տևողությունը սահմանելու համար:
Pin 12-ը մատակարարվում է միկրոսխեմայի մատակարարման լարման 7-ից 40 վոլտ: Որպես կանոն, օգտագործվում է կայունացված լարման 12 վոլտ: Կարևոր է վերացնել ցանկացած միջամտություն հոսանքի միացումում:
Pin 13-ը պատասխանատու է միկրոսխեմայի աշխատանքային ռեժիմի համար: Եթե ​​դրա վրա կիրառվի 5 վոլտ հղման լարում (14-րդ քորոցից), ապա միկրոսխեման կգործի հրում-քաշման ռեժիմով, իսկ ելքային տրանզիստորները կբացվեն հակափուլով, իր հերթին, և ելքային տրանզիստորներից յուրաքանչյուրի միացման հաճախականությունը: հավասար կլինի սղոցի լարման հաճախականության կեսին 5-րդ պինում: Բայց եթե փակեք 13-րդ կապը սնուցման աղբյուրից մինուս, ապա ելքային տրանզիստորները կաշխատեն զուգահեռ, իսկ հաճախականությունը հավասար կլինի սղոցի հաճախականությանը քորոցում: 5, այսինքն, գեներատորի հաճախականությունը:

Միկրոշրջանակի ելքային տրանզիստորներից յուրաքանչյուրի առավելագույն հոսանքը (8,9,10,11 կապում) 250 մԱ է, սակայն արտադրողը խորհուրդ չի տալիս գերազանցել 200 մԱ-ը: Համապատասխանաբար, ելքային տրանզիստորները զուգահեռ աշխատելիս (9-ը միացված է պին 10-ին, իսկ 8-ը միացված է 11-ին), առավելագույն թույլատրելի հոսանքը կլինի 500 մԱ, բայց ավելի լավ է չգերազանցել 400 մԱ-ը: